Главная Журналы Популярное Audi - почему их так назвали? Как появилась марка Bmw? Откуда появился Lexus? Достижения и устремления Mercedes-Benz Первые модели Chevrolet Электромобиль Nissan Leaf Главная » Журналы » Геометрическое место точек постоянного шума

1 2 3 4 5 6 7

Цйи), а увеличение Коэффициента шума (AF) на частоте (О из-за диссипативных цепей пропорционально 1-(ю/шв)2 и не превышает, как правило, нескольких десятых долей децибела на низкочастотном краю диапазона. При приближении к высшей частоте полосы пропускания AFO.

Диссипативные выравнивающие цепи предназначены, как это следует из названия, для выравнивания АЧХ в полосе пропускания-усилителя. Другой функцией дис-


а

Рис. 8.1

сипативной цепи может являться подавление усиления за пределами рабочей полосы пропускания. Эти две функции, однако, не всегда совместимы, поскольку требуют реализации цепей с переменным наклоном затухания. В последнем случае подавление усиления за пределами полосы пропускания должно осуществляться отдельной цепью.

Простейшая выравнивающая цепь. Несколько реактивных цепей с потерями представлены на рис. 8.1. Вначале рассмотрим самую простую цепь (рис. 8.1,а) и методику ее расчета. Пусть усиление транзистора Ghomi.2 на некоторой частоте Ын в раз превышает соответствующее усиление на частоте Шв - высшей частоте полосы пропускания усилителя. Тогда параллельная резонансная цепь, настроенная на свою центральную частоту

Шв=шо, не будет влиять на усиление усилителя на этой частоте, но будет уменьшать усиление по мере удаления от нее. Поскольку в рассматриваемую цепь искусственно введены потери, уменьшение усиления будет происходить в основном из-за поглощения энергии

в активном сопротивлении R {R\, Rz и R-i на рис. 8.1,6, в), а не из-за отражения. На рис. 8.1 Rt и 7?п - соответственно выходное сопротивление предыдущего и входное последующего каскадов. В первом приближении будем полагать, что эти каскады согласованы в рабочей полосе с линией передачи, в которую они включены. Тогда сопротивления генератора сигнала и нагрузки можно считать не зависящими от частоты и


H J7;n

[ 2 J

/

-Cj =

равными характеристическому сопротивлению линии. Для удобства осуществим преобразование частоты вида

-w/co + й) /0)

о) /о)о - о) /й)н

(8.1)

и дальнейший расчет будем вести в плоскости НЧ прототипа. Напомним, что при таком преобразовании полоса частот (Оо-(Он преобразуется в НЧ полосу 1-0. Параметры НЧ цепи с', /, г' (рис. 8.2) связаны с действительными параметрами С, L, R, /?г=7?н=/?о=о соотношениями

, С(<ЛоРт o) L,-

с <=-*-; I-

(8.2)

где b = wj*jm - a> ).

Коэффициент (или функция) рабочего затухания четырехполюсника Lp=L=Phom/Ph, включенного между



сопротивлениями Zr и Zh, описывается, как известно, выражением *>

(8.8)

где a,-j - коэффициенты матрицы передачи.

Для рассматриваемого прототипа цепи (рис. 8.2,а)

(8.4)

1 О

pc/iprc + 1) 1 где p=}Q.

Синтезируемая цепь должна обеспечивать коэффициент рабочего затухания L на низшей частоте диапазона Юн (соответственно на О'г в плоскости прототипа). Желательно также, чтобы она обладала малым коэффициентом отражения в полосе. Простой путь решения поставленной задачи заключается в нахождении элементов цепи исходя из заданных значений коэффициентов рабочего затухания этой цепи Li и L2 на двух частотах:

4 + Q2c2{2r-f !)

(8.5)

Решим систему относительно г и с':

(8.6)

Q;2(4r=+4r-f l-f 4V

Здесь a = (fl;-Q;2)(l-L,)(l -L,): b=Q[\l~L,)--Q;(1-/..).

4{L, 1)

11/2

*) В дальнейшем для краткости индекс р будем опускать там, где это не приводит к неоднозначности.

Йз требования вещественности и положительности f И с' найдем выражение, определяющее связь Li и L2:

(8.7)

л

0,86

1,11

Рис. 8.

Это означает, что потери на частоте Ql не могут быть меньше определенного значения.

Найдя г и с' для данных L\ и L2, можно построить зависимость L(Q). На рис. 8.3 приведены зависимости L=/(Q) при условии, что L2=2 (3 дБ) на частоте Q2- -\, а также зависимости коэффициента отражения z \Г\ \T\(Q). г

Рассматриваемая цепь может быть рекомендована для выравнивания АЧХ тран-зисторного усилителя в тех случаях, когда требуемое затухание на краю диапазона не превышает 3-4 дБ (это соответствует полосе, не- о сдолько меньшей октавы). Ограничения максимального значения затухания этой цепи становятся понятными, если

рассмотреть ее поведение при значительных расстройках (в пределе при ш->-0), где коэффициенты рабочего затухания L, отражения Г и поглощения (Рпогл/Рном) равны соответственно (2+g)2/4, gl{2+g), 4g/(g+2) где g-lfr. Легко видеть, что максимальным поглощение параллельной цепи получается при g=2 и оно не превышает 0,5, а увеличение ее затухания возможно лишь из-за отражения.

Г- и П-образные выравнивающие цепи. Для получения больших затуханий целесообразно применение Г- и П-образных схем, изображенных на рис. 8.1,6 и в. Резонансные контуры П-образной схемы так же настроены

на высшую частоту пропускания усилителя ©o= b, где цепь не вносит затухания. По мере удаления от этой частоты ее затухание возрастает и может быть сделано произвольно большим.

Рассмотрим методику выбора параметров П-образной цепи. Пусть для выравнивания АЧХ усилителя



в диапазоне частот ©в-юз требуется создать рабочие затухания А.= (£2/4Zr)/(t/ / ) , равные U, L2, U на частотах ац, шг, ©з (соответственно на частотах прототипа Ql, Q2, Q3). Найдем элементы непи, обеспечивающие такой частотный ход характеристики рабочего затухания. Положим, что исследуемая цепь нагружена на стандартную 50-омную линию. Это является приближением, поскольку такая цепь, включенная между каскадами, будет иметь рабочее затухание, несколько отличное от рассчитанного, и впоследствии может потребоваться дополнительная корректировка элементов цепи. Подставив в (8.3) элементы матрицы передачи схемы на рис. 8.2,0, получим выражение для коэффициента затухания прототипа П-образной цепи

+г/.г/з^=) (I + y.z,) Y~-

(8.8)

где

(8.9)

Положив z=Zr-\ и задавшись нужными значениями рабочего затухания L, на трех частотах, получим для этих частот (i=l, 2, 3) систему трех уравнений относительно содержащую 6 неизвестных параметров: gi, 3, Г2, с' с'з, Гг [7.20]. Параметры gi, g, могут быть просто найдены, исходя из требований, предъявляемых к согласованию и рабочему затуханию на нулевой (со= =0) частоте. Потребуем, чтобы цепь на рис. 8.1,е имела на частоте ы=0 коэффициент рабочего затухания Lq и была согласована на этой частоте с генератором и нагрузкой. Используя условие gi=g3, получаем на этой частоте условие согласования

i+(I+i)/[l + -2(l+.)]=l

и условие затухания

1 + . + g.r, + (г, 4- .г,)/2 = 188

(8.10)

(8.11)

Решив совместно (8.10) и (8.11) относительно gx, /2, найдем

(8.12)

Оставшиеся три неизвестных с'и /2, с'з определяются после постановки gi, rg и gs в систему уравнений (8.9). Табл. 8.1 содержит результаты расчета L{Q) в соответствии с (8.8), (8.9) для П- и Г-образных (рис. 8.1,6, в) цепей с различными начальными затуханиями, определяемыми gi, Гг, gz, и различными частотными зависимостями, определяемыми отношением индуктивных V и емкостных с' элементов. Расчет был выполнен на ЭВМ, значения L(Q) округлены по десятой доли децибела, что соответствует точности, с которой обычно измеряют коэффициент усиления.

Таблица 8.1

с

L, дБ, ори а>.

0,05 1 0,1 1 0,15

0,2 1 0,25

0,3 1 0.4 \ 0,6

0,8 1 1

g.=g,=0.8l5;

Г2=4,95;

с/=с/=с'

3,03

0,85

2,75

10,5

12,3

14,6

17,2

18,3

9,65

3,03

11.1

13,6

16,5

17.9

7,23

3,03

0,45

3,25

12,3

15,3

4,82

3,03

15,2

3,03

4,25

10,3

13,6

3,03

1,65

4,25

8,85

И

3,25

4,25

11,85

4,55

11,55

g3=0,815;

r,=4,95;

7,23

3,03

11,5

12,9

4,82

0,15

11.2

3.03

3,9 3,7

6,07

g,=g,=0,62; г,=1,42; с\=с'=с'

12 7,23 4,82 2,4 2,4 2,4

3,03

3,03

3,03

6,07

4.55

1.5 0,7 0.6 0,4 1.1 0,9

3,8 2,5 1,8 1.2 2,4 2

5,6 4,5 3,2 2,2 3,4 3

5,9 4,5 3,1 4,2 3,8

8,2 7,7 6,6 4.7 5,6 5.2

8,9 8,5 7,8 6

6,5 6,2

9,5 9,4 8,9 7,5 7.8 7,7

18.9 18,5 17,9 16,5 15,1 12,7 13,2 12,9

13,7 12,7 8,8 9.1 8,9



1Б 11 8

О

L,de Йапомним, что значения эле-

NVrT t-ti; I ментов в таблице нормированы

в соответствии с (8.1), а частота £2 - нормированная НЧ переменная. Переход к действительной частотной переменной позволяет получить более наглядную частотную зависимость коэффициента затухания L в привычном масштабе. При этом остается свобода в выборе нижней ча-Рис. 8.4 стоты нормирования Ин- Харак-

тер изменения частотной зависимости L от частоты для нескольких значений Шн показан на рис. 8.4 (при /2=4,82; с'=3,03; gi=g3=0,815; Г2=4,95 -4-я строка табл. 8.1).

Для перехода к действительной частотной переменной уравнение (8.1) решено относительно <в. На рис. 8.4

ff,l

отложена относительная величина

(Eн^)

(8.13)

где н=о>о/% -0>н/ во-

Методика выбора элементов выравнивающей цепи при синтезе усилителей с помощью табл. 8.1 рассмотрена в § 8.2.

Т-образная выравнивающая цепь постоянного входного сопротивления. Недостаток рассмотренных простых выравнивающих цепей (рис. 8.1, 8.2) заключается в том, что их входное сопротивление не зависит от частоты лишь на частотах, достаточно удаленных от резонансной частоты контуров, входящих в их состав. Хотя это обстоятельство не имеет существенного значения, оно при-


Рис. 8.5

чиняет неудобства методического характера при расчете усилителя.

Выравнивающие цепи постоянного входного сопротивления имеют сложность, соизмеримую со сложностью уже рассмотренных цепей и могут с успехом использоваться для выравнивания АЧХ транзисторных усилителей СВЧ. Условием постоянства входного сопротивления такой цепи (рис. 8.5) является равенство

(8.14)

Цепь, нагруженная на сопротивление* Ro=Ri, обладает не зависящим от частоты входным сопротивлением, равным ;?о [8.1].

ч

Рис. 8.6

В зависимости от структуры двухполюсников Z] и Z2 частотная зависимость коэффициента рабочего затухания L схемы на рис. 8.5 может иметь различный вид. Для получения нулевого затухания на верхней частоте полосы пропускания усилителя Ь((Лв)Ьв и конечного затухания L(0)=Lo на нулевой частоте двухполюсника Z] и Z2 должны иметь соответственно структуры последовательного и параллельного контуров с резонансной

частотой шосов (рис. 8.6,а). Тогда коэффициент затухания этой цепи на промежуточной частоте ш,

L==(Lo-l)/(x2i-f 1) + 1,

(8.15)

*> Это может быть линия с характеристическим сопротивлением Zo=/?i=50 Ом. Тогда при выполнении (8.14) входное сопротивление выравнивателя также равно 50 Ом.



где

х,- =

i - 1

вычисляется исходя из требуемых значений затуханий на одной из частот полосы пропускания усилителя и на нулевой частоте L (рис. 8.6,6).

8 2. УСИЛИТЕЛИ С ДИССИПАТИВНЫМИ ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ

Для наилучшего использования потенциальных свойств транзистора последний должен быть согласован с генератором и нагрузкой на высшей частоте Ыв полосы пропускания. Чем шире требуемая полоса пропускания усилителя, тем в более широкой полосе пропускания должно быть осуществлено согласование и тем сложнее

0,03

0,06

0,rZ5

Рис. 8 7

0.Z5

Нормированные к ио и /<о значения элементов выравнивающей цепи и, с, равны

I

2 1

(8.16)

Легко видеть, что чем больше затухание выравнивающей цепи Lq на нулевой частоте, тем в большем частотном диапазоне может быть реализован практически постоянный наклон характеристики коэффициента рабочего затухания d\]gLld\g а\ (например, 6 дБ/октава), что иллюстрирует рис. 8.7. 19?

Тратистрр

Транзистор

Рис. 8 8

может быть структура согласующей цепи. Здесь рассмотрим усилители с простейшими (одно- двухэлементными) и многоэлементными согласующими цепями, предназначенные для работы в относительной полосе, меньшей и большей 30% соответственно. В заключение параграфа мы покажем, что ценой отказа от согласования на верхней частоте полосы пропускания могут быть созданы особенно широкополосные - многооктавные усилители.

Все усилители, рассматриваемые в данном параграфе, содержат помимо согласующих цепей диссипативные выравнивающие цепи (рис. 8.8).

Усилитель с простейшей согласующей цепью (0,2-< <A fo<;0,4). Такой усилитель содержит транзистор, реактивную согласующую и диссипативную выравнивающую цепи. В качестве выравнивающей можно выбрать любую из цепей, изображенных на рис. 8.1, в зависимости от требуемой полосы пропускания и удобства реализации.

На первом этапе расчета усилителя выбирают согласующие цепи, реализующие на высшей частоте полосы пропускания двустороннее комплексное согласование. Знание S-параметров транзистора на частоте ыв 13-384 193



позволяет найти значения сопротивлений генератора Z\ и нагрузки Z2, обеспечивающих этот режим:

2.=z./Zo=(i+ro/(i-r.).

(8.17)

Коэффициенты отражения от генератора Ti и нагрузки Гг вычисляются как функции S-параметров транзистора с помощью выражений (2.40), (2 41) соответственно.

Поскольку с уменьшением частоты усиление транзистора возрастает, вряд ли следует заботиться о согласовании во всей полосе частот усилителя. Существенно лишь, чтобы согласующая цепь не перекомпенсировала в рабочем диапазоне частот отрицательный наклон АЧХ, свойственный

Сном],2,

Т. е. чтобы коэффициент усиления транзистора с согласующими цепями превышал на всех частотах диапазона СномьгСсов). Если это условие выполняется, согласующие цепи следует выбирать возможно более простыми и удобными для реализации. Из соображений устойчивости желательно в качестве согласующих применять цепи, имеющие структуру НЧ фильтра и не имеющие нуля коэффициента передачи 1/L на нулевой частоте.

После того как вид согласующих цепей выбран и они реализованы, с помощью (2.35) необходимо определить коэффициент усиления С (и) усилителя с согласующими цепями, нагруженными на Zq. Г1 и Г2 в (2.35)-коэффициенты отражения согласующих цепей в линии с характеристическим сопротивлением Zo. Далее следует найти элементы выравнивающей цепи и, включив ее, определить выравненный коэффициент усиления Свыр (w). Превышение С (и) над С(сов) - Ghomi,2 (шв) определит затухания, которые должны быть внесены выравнивающей цепью для компенсации избытка усиления на низких частотах.

Перекомпенсация, т. е G((u) <СС(сов), укажет на необходимость выбора более широкополосных согласующих цепей или более широкополосного транзистора.

Пусть в усилителе с верхней частотой полосы пропускания (йв=(йо требуется осуществить затухание на частотах со,. Отыскав в табл. 8.1 одно из расчетных значений затухания (или интерполировав табличное значение Lt к расчетному) и соответствующее ему значение частоты fi предпишем, чтобы она соответствовала час-194

Тоте Ыг в плоскости действительной частоты. Для этого в соответствии с (8.1) нижняя частота нормирования должна быть равной

о

(8.18)

где = соо/<йг-<аг/шо -обобщенная расстройка.

После этого переведем действительные частоты в 0.% с помощью (8.1) или табличные частоты НЧ прототипа в Q с'ПОМОЩЬЮ (8.13) и, сравнив расчетные и табличные значения затухания на соответствующих частотах, определим неравномерность АЧХ:

Л4дБ]=1р[дБ]-/.[дБ].

(8.19)

Проиллюстрируем расчет одиночного каскада численным примером. Пусть наклон GhomI2(m) транзистора равен 6 дБ/октава, рабочая полоса усилителя должна составлять октаву, а согласующая цепь уменьшает наклон Ghomi,2(w) таким образом, что на нижней частоте полосы пропускания (т е на Qh=0,5 G((o)/Ghomi,2(Wo) = =5 дБ

Согласно табл. 8.1 нужное затухание L=5 дБ на частоте НЧ прототипа Q=0,25 имеет цепь с параметрами gi=g3=0,815, Г2=4,95, /=4,82, с'=3,03. Чтобы это значение частоты с учетом = =1/0,5-0,5=1,5 соответствовало частоте Qh=0,5 (в масштабе нормированных частот Q=(o/cob), частота нормирования должна быть Ын=0,16 (см (8 18)) Зная о>н, мы можем сравнить в одном из частотных масштабов расчетные значения требуемого затухания

G(co)/Ghomi,2(wo) с табличными и определить неравномерность АЧХ.

Многокаскадный усилитель имеет структуру, показанную на рис. 8.8. При таком построении многокаскадного усилителя транзистор с включенными на его входе и выходе согласующими цепями оказывается нагруженным на входное сопротивление выравнивающей цепи, мало отличающееся от стандартного. Поэтому приближенно рассчитать коэффициент усиления многокаскадного усилителя (АЧХ) можно, перемножив выравненные коэффициенты усиления отдельных каскадов.

Рассмотрим особенности построения и расчета усилителей с выравнивающими цепями постоянного входного сопротивления. По-прежнему будем рассматривать принятую структуру (см. рис. 8.8): входная согласующая цепь, транзистор, выходная согласующая цепь, вырав-13* 195



нивающая диссипативная цепь -и полагать, что согласующие цепи имеют структуру НЧ фильтра.

Вначале остановимся на соображениях, определяющих выбор затухания выравнивающей цепи на нулевой частоте.

Выравнивающие цепи с большими значениями затухания на нулевой частоте целесообразны для выравнивания в широком частотном диапазоне, а цепи с малыми значениями затухания (L(0)<10 дБ) - для выравнивания лишь в более узкой полосе.

Заметим, что стремление расширить рабочую полосу пропускания усилителя за пределы полосы, в которой он хорошо согласован с нагрузками, приводит к необходимости применять выравнивающие цепи, коэффициент затухания которых уменьшается с уменьшением частоты. Заметим далее, что выравнивающие цепи с малыми значениями Lq не обеспечивают необходимого затухания вне полосы пропускания усилителя, в результате усиление системы за полосой пропускания обычно велико. Поэтому такие выравнивающие цепи должны быть дополнены цепями, имеющими структуру фильтра высоких частот (ВЧ) (см. §8,5).

При большом нулевом затухании (Lo>20 ... 30 дБ) дополнительная компенсация становится излишней. В этом случае Lq должно превышать усиление транзистора в НЧ области, т. е. в области, где всеми реактивными элементами модели можно пренебречь. (В §3.3 было показано, что 52щц-<[2 э). Усилитель с такой

выравнивающей цепью может быть осуществлен (по крайней мере принципиально) в очень широком частотном диапазоне Однако, поскольку выравнивающая цепь с большим Lo характеризуется постоянным наклоном dlgL/dlgco, для получения приемлемой неравномерности АЧХ усилителя требуются столь же широкополосные согласующие цепи Поскольку это далеко не всегда выполнимо, усилитель, в котором диссипативная выравнивающая цепь выполняет обе функции: выравнивания АЧХ в полосе пропускания усилителя и подавления усиления за его полосой, реально осуществим без согласующих цепей Такие усилители рассмотрим в заключение параграфа после анализа усилителей с широкополосными согласующими цепями

Усилители с широкополосными согласующими цепями (0,3<Af/fc<0,7). В общем случае в качестве широко-196

полосных цепей, не имеющих нулей коэффициента передачи (1/L) на нулевой частоте, могут быть использованы более сложные многозвенные фильтры. Такие фильтры, позволяющие более полно реализовать потенциальную широкополосность транзисторов, могут быть использованы с выравнивающими цепями обоих типов.

НЧ фильтры обычно рассчитывают с помощью рекуррентных соотношений для НЧ прототипов (6.19), исходя из заданных значений максимального коэффициента отражения Гтах и неравномерности Р= ГтахР|Гтт|

в полосе пропускания усилителя*. Фильтры, рассчитанные таким образом, пригодны, когда действительные части согласуемых нагрузок - входных или выходных иммитансов транзисторов - мало отличаются от стандартных и их дополнительной трансформации не требуется. Это объясняется тем, что фильтры, вычисленные на основании рекуррентных соотношений, почти не имеют трансформирующих свойств.

При значительных отличиях упомянутых нагрузок от стандартных целесообразнее применять НЧ фильтры с квазиполосовой АЧХ, имеющие сильно выраженные трансформирующие свойства (см. заключительную часть §6.2). Табулированные значения параметров прототипов таких фильтров [6.27] позволяют реализовать согласующие цепи, характеризуемые в относительной полосе частот 0,1-1 малым коэффициентом отражения и значительным (до 50) коэффициентом трансформации сопротивления.

Согласующие цепи, как уже отмечалось, в рабочей полосе частот не должны снижать коэффициент усиления Каскада (с этими цепями) до значений, меньших Ghomi,2( b). Очевидно, что включение на выходе (входе) транзистора многозвенного фильтра (верхняя частота полосы пропускания которого совмещена с Ив усилителя) позволяет существенно расширить рабочую полосу пропускания усилителя.

Методика определения параметров согласующих цепей не отличается от обычной. После нахождения на частоте Ив иммитанса транзистора (входного или выходного в зависимости от того, где включается фильтр) последний аппроксимируют с помощью комбинации RC-, ?L-элeмeнтoв. Первые элементы согласующих цепей вы-

*) Эти же данные можно получить с помощью таблиц и графиков, приведенных, например, в [8.2].



бираются таким образом, чтобы они были равны нормированным значениям параметров цепей (или меньше их), аппроксимирующих эти иммитансы. Последние однозначно определяют Гтах при оптимальном значении пульсаций в полосе пропускания (см. рис. 6.3).

Усилители без согласующих цепей (многооктавные усилители, в и>2). В предыдущих разделах этого параграфа мы рассматривали усилители, имеющие структуру, соответствующую рис. 8.8. Когда нормированные выходные и реактивные параметры транзистора столь велики, что осуществить широкополосное согласование транзистора со стандартной линией невозможно, а широкополосный усилитель тем не менее необходимо реализовать, целесообразно не использовать цепи согласования. В этом случае АЧХ также выравнивают с помощью диссипативных цепей на верхнем краю его полосы пропускания, но реализуемое в этой области усиление равно 2i(cob) \ а не С„ом1,2(<ав), как при согласовании. Ценой некоторого уменьшения усиления можно осуществить весьма широкополосные каскады. Если в качестве выравнивающих используются выравнивающие цепи постоянного входного сопротивления, то транзистор оказывается нагруженным на стандартное сопротивление и его коэффициент усиления сохраняется равным \S2\\ во всем частотном диапазоне, что существенно упрощает приближенный расчет усилителя.

Следует различать два варианта выравнивания с помощью рассматриваемых цепей. При первом затухание выравнивающей цепи на нулевой частоте Lq больше НЧ значения ISjIjij и выравнивающая цепь формирует

нижнюю границу полосы пропускания усилителя, во втором о-~1521нч1712< ( в)!- При этом АЧХ выравнивается во всем диапазоне частот Шв-0.

Оценим частотный диапазон, в котором наклон d\g\S2\{(a) \ ld\g(i, постоянен. За верхнюю потенциально используемую в усилителе (без согласования) примем частоту, выше которой усиление меньше 1-2 дБ. Эта частота сов^О,4со . Поскольку наклон dlg\S2i {(>:>)\/dig (о составляет 5-6 дБ/октава, а НЧ значение S2i2= =17 ... 26 дБ, зависимость S2i (и) пересекает Sf

на частотах ш = (0,01... 0,05) ю^ Таким образом частотный диапазон постоянного d\g\S2i{(ii)\ld\ga составляет в типовых СВЧ транзисторах 3-5 октав. 198

Таблица 8.2

0,05

0,025

0,0125

Q = ы/со

0,25

0,125

0,0625

0,031

52.Л дБ

10,1

15.6

20,8

L, дБ

15,5

18,3

19,6

G, дБ

L, дБ

11,4

16,8

20,5

22,2

L, дБ

11,5

17,5

22,6

L, дБ

11,7

17,8

23,1

G, дБ

-0,1

Рассмотрим пример В табл 8 2 приведены значения коэффициента усиления S2i((u)2 одного из типовых транзисторов (№ 3 в табл. П8), вычисленные на дискретных частотах с помощью (8.15) значения коэффициента рабочего затухания L для цепей с четырьмя различными значениями начального затухания, а также значения коэффициента усиления G Последние вычислены как разности соответствующих коэффициентов усиления и затухания и характеризуют неравномерность АЧХ

Как видно, линейный участок d IglSj, (ы) p/d Ig ы данного транзистора составляет около 3 октав, а выравнивающая цепь с Lo= = 100 (20 дБ) позволяет реализовать АЧХ усилителя, близкую

к плоской во всем частотном диапазоне от S = ш/со =0,4 до 0.

С увеличением Ц выравнивающая цепь начинает формировать нижнюю границу АЧХ.

Затухание выравнивающей цепи вычислялось нами до сих пор без учета возможного рассогласования. В одиночном каскаде входной нагрузкой выравнивающей цепи является выходное сопротивление транзистора вых. В этом случае к собственному затуханию выравни-ваюшей цепи следует добавить затухание, обусловленное отличием 2вых от Zq:

[дБ]=10lgL=101g-

(8.20)

Здесь Zo - относительное входное сопротивление выравнивающей цепи, равное стандартному при выполнении



(8.14) и /?,=Zo. В терминах волновых параметров

[flB]=:101giL+101g

(8.21)

где S22 - коэффициент отражения от транзистора, включенного в стандартную линию с сопротивлением Rq=Zq.

Затухание, обусловленное рассогласованием, должно привести, в частности, к уменьшению расчетных значений Lo в табл. 8.2, полученных без его учета.

В многокаскчдных усилителях выравнивающая цепь оказывается включенной между двумя транзисторами и для вычисления в выражения (8.20), (8.21) следует

добавить член 1/]/1-S *, учитывающий отражение от входа последующего каскада. Коэффициенты передачи транзисторов, нагруженных в этом случае не на характеристические сопротивления, отличны от S21. Это объясняется тем, что выравнивающая цепь является цепью постоянного (равного характеристическому) входного сопротивления лишь при том условии, что она нагружена на сопротивление, равное характеристическому. Расчет, учитывающий все эти обстоятельства, целесообразно выполнить с помощью ЭВМ.

В заключение остановимся еще на одной немаловажной особенности проектирования широкополосных и сверхширокополосных усилителей. Она заключается в том, что элементы цепей смещения, блокировки и емкости переходных конденсаторов не должны препятствовать усилению в НЧ области. Так, для достижения удовлетворительной температурной стабильности напряжение смещения подается обычно на базу с помощью делителя, а в цепь эмиттера включается резистор, заблокированный конденсатором. Постоянная времени этой цепи /?эСя должна быть выбрана с учетом обеспечения усиления в НЧ области усиления. Внешняя эмит-терная цепь действует на низких частотах как выравнивающая, и, если ее параметры выбраны из соображений стабильности, а не выравнивания АЧХ, усиление в НЧ области может отсутствовать.

8.3 УСИЛИТЕЛИ С РЕАКТИВНЫМИ ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ (Д^ о<0,3)

Реактивные выравнивающие цепи иногда приме-н,яются для реализации не очень широкополосных уси-

ЛМТелей. В этих усилителях выравнивание осущеМб-ляется за счет рассогласования выходной (входной) цепи транзистора, возрастающего в НЧ области полосы пропускания. В структурную схему каскада такого усилителя, изображенного на рис. 8.9, входит транзистор, согласующая и выравнивающая (четвертьволновый к. з. шлейф) цепи.

Транзистор

Соглас -цепь


Рис. 8 9

В качестве согласующих цепей могут применяться сосредоточенные лестничные цепи со структурой НЧ фильтров или их раслределенные аналоги. В этом случае, однако, необходимое затухание за пределами рабочей полосы должно обеспечиваться специальной цепью со структурой ВЧ фильтра (см. §8.5). Усилители такого типа, по-видимому, не являются, перспективными по двум причинам. Первая из них связана с трудностями обеспечения в них устойчивости, вторая-с тем, что более экономичным, если принято решение не применять цепи с потерями, является применение общей реактивной цепи, предназначенной для согласования и выравнивания АЧХ (усилители такого типа будут рассмотрены в гл. 9). Применяются же иногда усилители с двумя разделенными цепями, поскольку их реализация может оказаться проще, чем при совмещенной согласующе-выравниваю-щей цепи.

Продемонстрируем выравнивающее действие реактивной цепи на примере к. з. четвертьволнового шлейфа с относительной характеристической проводимостью Уо (рис. 8.9). Его матрица передачи [а], рабочее затухание и коэффициент отражения могут быть представлены



1 о у 1

(8.22)

Г Р= I ! У°о ctg ¥

где i/=j /octg9;

- электрическая длина шлейфа на частоте (о; / - длина шлейфа; ш - относительная полоса пропускания; г/о - относительная характеристическая проводимость шлейфа; Шо -частота, на которой /=Яо/4.

Характеристическую проводимость шлейфа определим из условия равенства нормированного усиления O/Go коэффициенту рабочего затухания на одной из частот диапазона:

4(G/Go-l)

(8.23)

После этого с помощью (8.22) могут быть вычислены коэффициенты рабочего затухания и отражения на произвольных частотах. Результаты расчета L и [Гг! Для

Таблица 8.3

Значение параметра

0,9 0,8 j 0.7 j 0,6

0,5 0,25

0,125

G/G = (ZjY L (0,125)

1,24 1,06

1,56 1,27

2,76 2,32

3.54

15,8

64 64

3.18

L (0.5) Г, (0,5)1

1,075 0,08

0,26

1,7 0,45

2,57 0,65

0,75

18,8 0.85

0,98

3.46

L (0,7) L (0.8) L (0,9)

1,11 1,13 1,24

1,43 i,56

2,24 3,18

3,2 3,7

6,25 10,6

26 32 58

106 131 241

4,12 4.6

Примечание. В скобках приведена частота, на которой О/0 = Z.

различных значений г/о на относительных частотах от 0,9 до 0,125 сведены в табл. 8.3. Для затухания /.(0,5) В таблице представлены значения Г2(0,5).

Результирующее усиление транзистора и выравнивающей цепи (в децибелах) при известном Go вычисляется как lOlg G-lOlgL, неравномерность АЧХ составляет 101g(G/L). Данные табл. 8.3 показывают, что для компенсации подъема усиления на низких частотах коэффициент отражения входной и выходной цепей транзистора должен быстро возрастать.

Недостатком усилителей с реактивной выравнивающей цепью является, как уже упоминалось, опасность самовозбуждения на частотах, находящихся внутри частотных областей потенциальной неустойчивости. Другим недостатком этих усилителей является сильная взаимосвязь каскадов в многокаскадных усилителях. Поэтому параметры цепей, рассчитанные для однокас-кадного усилителя, следует существенно изменять при построении многокаскадной системы. Это требует кропотливой отработки усилителя на этапе его реализации.

8.4. УСИЛИТЕЛИ С КОМБИНИРОВАННЫМИ ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ (1</в н<2)

До сих пор мы рассматривали усилители, в которых функцию выравнивания АЧХ осуществляла диссипа-тивная цепь. Реактивные согласующие цепи, включенные в состав таких усилителей и предназначенные для увеличения коэффициента усиления в ВЧ области полосы пропускания, уменьшают усиление транзистора в НЧ области этой полосы, если они недостаточно широкополосны, в этом смысле они являются выравнивающими. Однако, не будучи спроектированными как цепи выравнивания, они не имеют оптимальных выравнивающих характеристик.

В настоящем параграфе рассмотрим усилители, согласующие цепи которых имеют монотонные выравнивающие характеристики, постоянный наклон коэффициента рабочего затухания этих цепей частично компенсирует присущую транзистору неравномерность усиления 5- 6 дБ/октава [8.3]. Окончательно компенсирует неравномерность усиления в рассматриваемых здесь усилителях диссипативная выравнивающая цепь, включенная каскадно реактивной цепью (рис. 8.10). В результате




1 2 3 4 5 6 7

© 2018 AutoElektrix.ru
Частичное копирование материалов разрешено при условии активной ссылки