перехода от классической реактивной согласующей цепи к согласующе-выравнивающей расширяется полоса ее пропускания и, в конечном счете, полоса пропускания усилителя*). Коэффициент отражения входных и выходных цепей транзистора в усилителе с комбинированной выравнивающей цепью несколько больше, чем при традиционной согласующей цепи, но значительно меньше, чем в усилителе с реактивной выравнивающей цепью.

I Co3naci/KUte-ff6 }ffffmffaKiuioA I нет I

Рис. 8.10

Графики, вычисленные на основании выражений (7.7) и построенные на рис. 7.3, 7.4, позволяют оценить минимальное допустимое значение наклона и затухания на верхней частоте полосы пропускания реактивной согласующе-выравнивающей цепи с бесконечным числом элементов для транзистора, реактивный параметр выходной цепи которого ai = (i)BR\Ci.

При переходе к цепи с конечным числом элементов полоса равного наклона и соответственно полоса пропускания усилителя уменьшаются; оценить меру этого уменьшения удается лишь с помощью ЭВМ. Эта задача далее решена для реактивной согласующе-выравнивающей цепи со структурой НЧ фильтра с четырьмя (включая выходную емкость транзистора) элементами. Результатом решения являются значения элементов этих цепей.

Исходным для синтеза усилителя является выражение для номинального коэффициента усиления (7.1). Это выражение является точным при настройке входной согласующей цепи таким образом, чтобы коэффициент

* Оцениваемая по полосе с постоянным наклоном (см. § 7.4).

отражения на ее клеммах был равен Tmi - коэффициенту отражения в режиме двустороннего согласования*).

Выходную TipoBOflnMocTb транзистора в предположении двустороннего согласования аппроксимируем параллельным соединением сопротивления Ri и емкости Сь Поскольку для маломощных транзисторов /?i50 Ом, проектируемая цепь должна трансформировать выходное сопротивление транзистора к стандартной нагрузке

\(ij

сад

о-ч>

4 Ф^.

Рис. 8.11

Ro, Т. е. уменьшать ее. Первый элемент этой цепи должен быть численно равен емкости транзистора С (или больше ее), поскольку коэффициент рабочего затухания Lpi определяется при условии, что емкость транзистора отнесена к согласующе-выравнивающей цепи.

Задачей синтеза является нахождение значений элементов реактивной цепи, характеризуемой наклоном рабочего затухания 3 или 1,5 дБ в полосе октава при оговоренных значениях коэффициента трансформации и параметрах транзистора r-Ri/Ri\, ai=(>)j,CiRi.

Расчет для схемы на рис. 8.11 выполнен методом вращающихся координат (см. гл. 13), в качестве на-

, чальных приближений использованы расчетные значения низкочастотных согласующих цепей (см. § 6.2). При опти-

мизации в качестве целевой функции использовалась сумма четвертых степеней отклонения расчетной функции рабочего затухания от заданных 1,5 или 3 дБ/октава на 11 равноотстоящих частотах с увеличенным весовым коэффициентом на верхней частоте. В табл. 8.4 значение максимального из этих отклонений приводится, округленное до ближайшего большего, кратного 0,05 дБ. Следует отметить, что, несмотря на ограниченное число шагов оптимизационного процесса и простоту цепей,

*) Поскольку согласование на выходе транзистора в диапазоне частот отсутствует, т е Ггт^Ггт, согласование на входе при такой настройке входной цепи также отсутствует Можно показать, однако, что входной коэффициент отражения обычно невелик.

Т аблица 8.4

Крутизна выравнивающей цепи 3 дБ/октава

Продолжение табл. S 4

Крутизна выравнивающей цепп 3 дБ/окгава

*) Параметры относятся к схеме на рис. 8 11, б и соптветственно равны Ьа. дса. Ь .

отклонения в большинстве случаев не превышают 0,5 дБ. Можно показать, что для большей части данных табл. 8 4 аналогичные согласующие цепи в виде фильтров НЧ [6.27] нереалнзуемы

Соотношение между относительной реактивной выходной проводимостью транзистора б1 = а)вС7?г и табличными значениями а\ имеет вид

b, = a,R,jRta,K. (8.24)

Соответственно единичное сопротивление согласуемой нагрузки преобразуется в

rRjR=.\[K. (8.25)

Диссипативная цепь, завершающая компенсацию неравномерности АЧХ каскада, в соответствии с (7.2) должна иметь коэффициент передачи

5р = /,0 , (8.26)

где йг = g-cii определяется разностью наклонов Ghomi,2(Q) и Lp{Q)*> S 2i -элемент матрицы рассеяния диссипативной цепи; k2=\Sl\\ при Q=l.

В качестве диссипативной выравнивающей цепи применим цепь постоянного входного сопротивления, приведенную на рис. 8.6,а. При настройке этой цепи в резонанс на частоте Q= 1 ее коэффициент передачи равен единице и соответственно /2=1.

Рассчитывать диссипативную выравнивающую цепь можно при стандартных оконечных нагрузках без учета параметров транзистора. Это следует из того, что выражение для коэффициента передачи каскада (см. (П,4) в приложении 3)

22

(8.27)

можно записать в виде произведения не зависящих один от другого коэффициентов передачи транзистора (с реактивной цепью) и диссипативной цепи (при 5 =0):

ном 1*21

11,8

(8.28)

Элементы диссипативной цепи можно найти с помощью (8.16), исходя из требований затухания =

= Lh=1/Qh на нижней частоте полосы пропускания Qh и Lo на нулевой частоте. Последнее выбирается таким образом, чтобы скомпенсировать усиление транзистора в области низких частот (15-25 дБ).

Максимум неравномерности АЧХ каскада, вносимой диссипативной цепью, можно оценить, сопоставляя рабочее затухание этой цепи на произвольной частоте ш (выражение (8.15)) с затуханием Lp=l/\Sl\\, определяемым из выражения (7.1). При этом без существенного увеличения погрешности вместо (8.15) можно пользоваться выражением

L=l + {l-Q)y(QR), (8.29)

где /?=(Lh-l)(l-QM/fiH.

*) Например, при наклоне Ghomi,2 (й)=6 дБ/октава и выбранном наклоне Z.pi=3 дБ/октава 02=2-1=1.

Можно tioK&3iiib, что Этот максимум достигается ий частоте Ql, которая является положительным корнем уравнения

(а2+1) +01,02 (/?+2) +а2- 1 = 0. (8.30)

В качестве примера, иллюстрирующего данный метод, приведем АЧХ каскадов, структура которых соответствует рис. 8.10. Выходная цепь транзистора при расчете была аппроксямирована парал-

лельной /?С-цепью, а наклон Ghomi,2 принимался равным 6 дБ/октава. Рассмотрено два варианта: 1) ai=2,5; \1К =12; iLo=25 дБ;

01=1; £3н=0,5; 2) ,=2, 1/Л'=6, iLo=25 дБ; ai=-0,5; йн=0,5. Для удобства реализации на СВЧ контур Ла, Сг на рис. 8.6,а заменен к 3. шлейфом длиной Я/4 при fi=l. Его сопротивление совпадает с сопротивлением контура на £3=£3н, а волновое сопротивление

На рис. 8.12 приведены графики коэффициента передачи 0ном/0ном1,2(ь)в) и выходного коэффициентэ стоячей волны (Яст V вых) каскада. Они подтверждают эффективность предлагаемых методов синтеза широкополосных транзисторных усилителей СВЧ.

8.5. О ПОДАВЛЕНИИ УСИЛЕНИЯ ЗА ПОЛОСОЙ ПРОПУСКАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ

Диссипативные цепи с малыми значениями затухания на нулевой частоте не создают достаточного затухания за пределами рабочей полосы частот в НЧ области,

Й они должны быть дополнены структурами, обладающими в этой области достаточным затуханием (см. §8.2). Рассмотрим этот вопрос более подробно. Включим кас-кадно с транзистором (тем же, что в табл. 8.2) выравнивающую цепь, затухание которой на нулевой частоте 10 дБ. Вычислив затухание этой цепи в диапазоне частот, обнаружим, что с уменьщением частоты она перестает компенсировать избыток усиления транзистора (см. табл. 8.5) в НЧ области. За диссипативной цепью включим фильтр ВЧ. Простейшим фильтром ВЧ является последовательная емкость. Ее матрица передачи 1

(8.31)

(где z=l/acQ), а коэффициент затухания

L=l-bl/(4Q2c). (8.32)

Недостаток такого простого фильтра заключается в том, что он имеет лишь одну степень свободы. Очень малая емкость вносит большое затухание в НЧ области, однако потери, обусловленные ею на верхнем краю диапазона, недопустимо велики. ~

Таблица 8.5

Большая емкость не вносит

больших затухании в НЧ области и не осуществляет выравнивания АЧХ. Тем не менее, задаваясь приемлемо допустимыми потерями на верхнем краю диапазона (например, потери 0,25 дБ вносит емкость, нормированное значение которой ас=2), можно реализовать цепь с приемлемыми характеристиками (табл. 8.5, последняя строка).

Следует вновь оговорить, что выполненный таким образом расчет для НЧ области является лишь грубым

приближением, поскольку входное сопротивление каждого из элементов отлично от стандартного из-за наличия в схеме емкости. При точном расчете АЧХ перемножаются [а]-матрицы элементов схемы.

Для создания больших затуханий в НЧ области можно использовать более сложные цепные структуры фильтров ВЧ. Можно использовать и полосовые фильтры, преимуществом которых перед фильтрами ВЧ является то, что они не вносят потерь в центре полосы пропускания усилителя и эффективнее защищают его от помех. Схема простейшего полосового фильтра состоит из последовательно соединенных емкости и индуктивности, настроенных на частоту юв-

Глава 9

ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ С ОБЪЕДИНЕННЫМИ СОГЛАСУЮЩЕ-ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ

9 1. ОБЩИЕ СООБРАЖЕНИЯ, ВЫБОР НАЧАЛЬНЫХ ПРИБЛИЖЕНИИ

Усилители, рассмотренные в гл. 8, содержали две различных цепи: одну для согласования транзистора на верхнем крае его частотного диапазона и другую для компенсации избытка усиления в области более низких частот.

Возможна другая структурная схема усилителя, в которой одна и та же цепь служит для согласования транзистора и выравнивания его АЧХ (рис. 9.1). Цепи, осуществляющие обе эти функции, будем называть со-гласующе-выравнивающими. Из общих соображений можно полагать, что такая структурная схема будет иметь меньшее число элементов, чем схемы с раздельными цепями.

транзистор Рис. 9.1

Рассмотренный в гл. 8 усилитель с комбинированной выравнивающей цепью занимает, по существу, промежуточное положение в нашей классификации, поскольку согласование и частичное выравнивание осуществляются одной и той же цепью.

В отличие от усилителей, рассмотренных в гл. 8, рассматриваемые в данной главе не имеют специальной цепи для выравнивания. Более того, в объединенных согласующе-выравнивающих цепях одни и те же реактивные элементы выполняют обе функции - согласования и выравнивания. Эти цепи, как и комбинированные выравнивающие, должны быть спроектированы так, чтобы оптимально выполнялись обе функции.

1з Cif

- -O-l-

Рис. 92

Синтез таких усилителей рассматриваемого класса аналитическими методами наталкивается на расчетные трудности и обычно осуществляется с помощью ЭВМ. Покажем, в чем заключаются эти трудности.

Рассмотрим усилитель с реактивной согласующе-вы-равнивающей цепью. Аппроксимируем выходную цепь транзистора такого усилителя параллельным соединением R и С. Согласуем транзистор на высшей частоте рабочего диапазона с помощью реактивной согласующей цепи. Пусть для определенности это будет нерезонансная согласующая цепь. К входным клеммам транзистора включим стандартную нагрузку (рис. 9.2). Цепь, подобная изображенной на рис. 9.2, обычно используется для согласования. Расчет подобных цепей обсуждался в [6.8, 6.9] и в гл. 6 настоящей книги.

Выравнивающее действие согласующей цепи основано на увеличении ее коэффициента отражения при перемещении в НЧ область.

В нулевом приближении произведение коэффициентов передачи активной и пассивной цепей S2i(cu) /Z(co)

ДОЛЖНО быть постоянным в полосе пропускания, т. е. АЧХ усилителя в этой полосе должна быть плоской. Поскольку для реактивных цепей L= 1/(1-Sii 1), возрастание коэффициента отражения должно уменьшить подъем АЧХ в НЧ области. Если бы усиление на нижнем краю полосы пропускания было известно, то требуемое затухание могло быть определено из очевидного выражения

/(а)н) = О(с0н)/Оном1,2(сйв), (9.1)

где S2i2<G((0h)<Ghom1,2(cuh).

Казалось бы, точное значение коэффициента затухания согласующе-выравнивающей цепи Z.2((uh) = = 1/(1-Г2(сйн) 1) можно(Найти из общего выражения для номинального коэффициента усиления (2.35) при стандартной входной нагрузке в предположении, что Ghom(cuh) = 0ном1,2(сйв), а спад 52i(w)2 с частотой составляет 6 дБ/октава:

нoм I n)- ном,.а^в; - I, 5;7к)?

(9.2)

решая его относительно Г2(ын). Однако при этом остаются неизвестными зависимость Pi (со) и критерии выравнивания АЧХ, так что практическая ценность (9.2) проблематична. Это выражение скорее иллюстрирует трудности, возникающие при аналитическом расчете подобных цепей.

Более реалистичным представляется расчет, основанный на поддержании коэффициента отражения входной нагрузки (Fi) таким, чтобы он соответствовал режиму двустороннего согласования не только на верхней частоте сов, но и во всем рабочем диапазоне, а спад GnoMi,2(cu) составлял 6 дБ/октава. Аналогичный расчет был выполнен в § 8 4. Этот расчет содержится в § 9.2, здесь же рассмотрим, каким образом следует выбирать начальные значения элементов нерезонансных согласующе-выравнивающих цепей для их последующего машинного синтеза на ЭВМ.

Начальные значения реактивных элементов согласующе-выравнивающих цепей могут быть определены аналитически из условия двустороннего согласования транзистора на высшей частоте полосы пропускания. С этой целью вначале определяют входное (Zexm) и

выходное [Евыхт) сопротивления транзистора в режиме двустороннего согласования. Они равны комплексно-сопряженнЫ'М сопротивлениям нагрузок Zor и Zqh, реализующим этот режим.

Последние могут быть либо измерены, либо рассчитаны по (2.40), (2 41), связывающим Гвхт и Гвыхт

с S-параметрами, а последние с параметрами эквивалентной схемы на рис. 3.1. Полученные значения Zbx и Zbux в некотором диапазоне частот можно представить в виде параллельной или последовательной комбинации активной и реактивной составляющих. Возможные комбинации этих составляющих и согласующие их четырехполюсники представлены на рис. 6.9. На этом рисунке значения элементов а Гг нормированы относительно критической частоты базы и активной части сопротивления согласуемой нагрузки Ri:

(9.3)

Значения реактивных параметров таких цепей с различным числом реактивных элементов (п) могут быть рассчитаны по формулам, приведенным в §6.3. Для нерезонансных реактивных цепей с минимальным числом элементов (рис. 6.10, п=2) эти формулы представим в виде, позволяющем непосредственно связать коэффициент трансформации нагрузки, максимальный коэффициент отражения и значение первого реактивного элемента ai Под коэффициентом трансформации, как в §6.2, будем понимать отнощение внутреннего (активного) сопротивления генератора к сопротивлению активной составляющей комплексного сопротивления нагрузки, обозначая коэффициент трансформации нагрузки в направлении ее увеличения и уменьщения ;с^. Активная

составляющая нагрузки во всех случаях ri = I Для чебышевской АЧХ

1+Х^ + а\х^ *

1 -Ьх

а, (1 +X=-b W)

(1 Ч- X -f o.\xf - a,X(l+X)

X {l+X)

(9.4)

(9.5)

Таблица 9.1

где Ж-вспомогательная величина, зависящая от Гтах; ее значения приведены в табл. 9.1.

Очевидно, что реактивный элемент транзистора всегда Может быть дополнен внешней реактивностью того же знака для получения требуемого значения аь Если коэффициент трансформации больше требуемого, для уменьшения коэффициента трансформации до значения, определяемого выражениями в табл 9.1, в цепь должны быть включены реактивные избыточные элементы обратного значения (см. §6.3). Из соотношений, связывающих /С^ и ai при разных Гтах, можно также найти щ для заданного значения при приемлемом Гтах1.

Уточненные значения х и соответствующие им rmai,

требуемые для определения ai по (9.4)*), в предположении, что заданными величинами являются К^и аь г не и IFmail, могут быть найдены из решения первого уравнения (9.4) относительно х:

у1-4К^с.\-(2К^а^ + Щ-1)

Х=Щ2х^+1у.

(9.6)

Аналогичные выражения могут быть получены и для максимально-плоской характеристики. Искомые соотношения для значений реактивных элементов в этом случае имеют более простой вид, поскольку они не зависят от х:

а. = -

(1-f

(9.7)

Совокупность значений реактивных элементов, вычисленных с помощью (9.7), образует начальное приближение. Их уточненные значения и значения резистивных элементов могут быть определены методами машинной оптимизации (см. гл. 13).

9.2. УСИЛИТЕЛИ С РЕАКТИВНЫМИ СОГЛАСУЮЩЕ-ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ

Для определенности будем считать, что применена нерезонансная согласующе-выравнивающая цепь с минимальным числом элементов (рис. 9.2) и что эта цепь включена на выходе транзистора [9.7]. Исходным для синтеза усилителя этого типа по-прежнему может быть принято соотношение (7.1), точно описывающее каскад с входной цепью, настроенной на Fmi (см. примечание на с. 205).

Коэффициент отражения в плоскости а-а согласующе-выравнивающей цепи растет с отклонением рабочей частоты от центральной, обусловливая выравнивание АЧХ каскада, а два нуля коэффициента передачи этой

♦) Очевидно, что для обращенных схем на рис. 6.9,е, г с теми же /С-ун Гтах aio6p=l/a,-, поэтому под щ следует понимать

l/Oi обр-

цепи на нулевой частоте гарантируют подавление усиления вплоть до самых низких частот вне полосы пропускания.

Как и в §8.4, рабочее затухание Lp должно измеряться при выходном сопротивлении генератора, обратном активной составляющей выходной проводимости транзистора Ri в режиме двустороннего согласования и стандартной нагрузке.

В соответствии с (7.1) в процессе синтеза необходимо найти выходную выравнивающую цепь, имеющую расчетную характеристику частотного спада коэффициента рабочего затухания в условиях, когда сопротивление генератора равно выходному сопротивлению транзистора в режиме двустороннего согласования.

В предположении, что выходное сопротивление СВЧ транзисторов хорошо аппроксимируется параллельной /?С-моделью, а частотный наклон согласованного коэффициента передачи составляет 4-6 дБ/октава, были рассчитаны параметры трехэлементных выравнивающих цепей со структурой на рис. 9.2 (табл. 9.2). Начальные значения элементов этих цепей были определены с помощью (9.4), (9.5). Полоса выравнивания вьгбиралась автоматически в пределах октавы из условия, что неравномерность результирующей АЧХ не превышает ±0,5 дБ, а максимальное вносимое затухание на верхней частоте -0,5 дБ.

Табличный параметр a\ = aBCiRi характеризует нормированную к /?1 и сов выходную емкость на верхней частоте диапазона. Параметр 1[К^ равен отношению

активной составляющей выходной проводимости к единичной*). В отличие от аь x=mBL/Rr, Ь = а)вС/?г нормированы к сопротивлению генератора Rt (обычно Rt- = 50 Ом). Частота Qh определяет нижнюю границу полосы, в которой производилось выравнивание**.

При некоторых значениях я, и удовлетворительное выравнивание АЧХ при заданных условиях затухания на (Ов не удалось реализовать для нерезонансной цепи, изображенной на рис. 9.2,а удовлетворительные результаты в этом случае были получены для резонанс-

* Напомним, что схема рис. 9.2 осуществляет трансформацию в сторону ее уменьшения (вниз).

**> Для транзисторов, где требовался малый коэффициент трансформации К .

Таблица 9.2

Значение параметра при 1 /К

Крутизна согласующе-выравнивающей цепи 4 дБ октава

13,7 7,43 0,250 0,65

13,2

10,3 0,255 0,50

11,9

7,79

0,300

0,50

10,6 6,07 0,352 0,50

6,63 13,6 0,718 0,50

4,04 6,64 1,78 0,55

11,4 7,91 0,268 0,60

10,8 9,22 0,286 0,50

9,86 6,10 0,358 0,50

5,98 18,9 0,776 0,50

4,24 оо 2,24 0,50

3,12 19,0 3,63 0,50

9,91 8,59 0,283 0,65

9,30 8,58 0,31 0,50

8,51 5,78 0,384 0,50

4,02

оо 2,27 0,50

4,02 оо 2,27 0,50

2,73 оо 4,06 0,50

Крутизна согласующе-выравнивающей цепи 5 дБ/октава

Продолжение табл. 9.2

Значение параметра при I/Kj,

10,3

12.7 0,670 0,55

5,76

оо 0,776 0,50

6,61

22,2 0,681 0,50

4,51

оо 1,32 0,50

4,13 14,1 1,69 0,50

3,20

оо 2,40 0,50

4,83

0,847 0,50

4,08 со 0,956 0,50

3,02 оо 1,54 0,50

3,88

оо 0,817 0,50

3,35

оо 0,716 0,50

3,02

0,817 0,50

3,01*) 4,76 11,9 0,50

2,82*) 6,09 7,17 0,50

2,50*) 3,43 6,19 0,50

2,88

аэ 0,669 0,50

2.12*) 2,38 20,5 0,50

1,73*) 1,78 10,5 0,50

2,31*) 2,98

оо 0,50

1,70*) 1,57

оо 0,50

1,15*) 1.15 26,7 0,50

1,27*) 1,05

оо 0,50

1,23*) 0,923

оо 0,50

0.758*) 0,680 10,1 0,55

Крутизна согласующе-выравнивающей цепи 6 дБ/окгава

) Параметры (х^, Хз, bt, Я^) относятся к схеме на рис. 9.2, б.

ной согласующе-выравнивающей цепи, показанной на рис. 9.2,6.

Для иллюстрации корректности введенной аппроксимации (iC-модель) был выполнен машинный эксперимент с использованием физической модели СВЧ транзистора на рис. 3.1. При значениях параметров этой модели: Сэ=0; Ci = C2=0,4; Са=0,12; Сп=1,02; k = =/э=0,4, Гб=0,4; Гэ=-0,105, Го=120; т=0,2; ао=0,98 - транзистор характеризовался областью безусловной устойчивости от 0,2/ до 0,4/ и спадом час-

тотной зависимости коэффициента усиления 6 дБ/октава,

0,2U 0,28 0,32 0,50 0,it й Рис 9 3

а его выходная цепь удовлетворительно аппроксимировалась /С-моделью. Как видно из рис. 9.3, АЧХ физической модели транзистора (Ghom мод) с табличными значениями элементов согласующе-выравнивающей це-, пи, удовлетворительно соответствует АЧХ, вычисленной в приближениях настоящего параграфа (Ghom). Из рис. 9.3 видно также, что при переходе к режиму согласования по входу (Ghomi) усиленис на НЧ краю диапазона несколько возрастает.

Усилитель с нерезонансной реактивной цепью не является единственным усилителем рассматриваемого типа. В работах [7.24, 9.1] содержатся таблицы для расчетов усилителей с объединенными согласующе-вы-равнивающими цепями со структурой НЧ фильтра. Такие цепи имеют большой коэффициент трансформации {К=20 ... 100) активной составляющей и находят при-

менение для выравнивания АЧХ транзисторов средней и большой мощности, характеризуемых низкими значениями сопротивлений. Для умеренных значений коэффициента трансформации, которые требуют маломощные транзисторы, более пригодны рассмотренные только что нерезонансные согласующе-выравнивающие цепи.

Один из вариантов объединенной согласующе-выравнивающей цепи с резонансными контурами приведен на рис. 9.2,6.

9 3. УСИЛИТЕЛИ С ДИССИПАТИВНЫМИ НЕРЕЗОНАНСНЫМИ СОГЛАСУЮЩЕ-ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ (/в ы>1)

Нерезонансные согласующие цепи, а точнее, цепи, не содержащие резонансных контуров, особенно часто используются для широкополосного согласования и соответственно увеличения усиления на высоких частотах в транзисторных усилителях СВЧ.

Анализируя структуру нерезонансных согласующих цепей до включения в них резистивных элементов, нетрудно прийти к выводу, что причиной резкого уменьшения коэффициента усиления на частотах ниже полосы согласования в усилителях с такими цепями являются последовательно включенная емкость и параллельно включенная индуктивность. Из физических соображений ясно, что уменьшить затухание таких цепей на низких частотах можно, включив в них резистивные элементы (рис. 9.4). Очевидно, что затухание, вносимое этими дополнительными элементами на высоких частотах, должно быть минимальным.

Согласующе-выравнивающие цепи с потерями, реализованные на сосредоточенных элементах, могут использоваться на достаточно высоких частотах, вплоть до частот 3-сантиметрового диапазона. Наличие естественных потерь в реактивных сосредоточенных элементах избавляет от необходимости вводить искусственно диссипативные элементы в согласующе-выравнивающие цепи. Тем не менее с повышением частоты в согласующе-выравнивающих цепях все чаще будут применяться распределенные элементы. Очевидно, что эти цепи могут быть распределенными либо полностью, либо частично. (О методах расчета таких цепей см. в §9.5.)

Расчет усилителя с нерезонансной согласующе-выравнивающей цепью, с потерями будет приведен в §12.3

как пример типичной оптимизационной задачи. Та.м же будет показано, что ценой увеличения потерь и уменьшения коэффициента усиления на верхней частоте полосы пропускания возможно создание многооктавных усилителей с полосой пропускания 1 ГГц-1 МГц.

Практический интерес представляет расчет менее широкополосных усилителей с незначительно по сравнению с (7ном1,2(ь>в) сниженным коэффициентом усиления. Этот расчет с целью табулирования может быть выполнен для типичных значений выходного сопротивления СВЧ транзисторов, аппроксимируемых параллельной RC-цепъю на рис. 9.4,а, для спада AGhomi,2= =6 дБ/октава и настройки входной цепи на Гть В соответствии с этим к коэффициенту рабочего затухания Lp выравнивающей цепи с добавленной к ней реактивной составляющей проводимости транзистора предъявляется требование того же частотного наклона (см. подробнее §8.4).

Облегчить каскадирование отдельных каскадов в процессе синтеза выравнивающей цепи можно, ограничив коэффициент отражения на выходе цепи Г2((й). С учетом этих требований элементы цепей определялись

1-----1 о^г

-у- -\ -1

-II-i

С помощью оптимизационных методов на ЭВМ. Оптимизация велась методом вращающихся координат, в качестве целевой функции использовалось выражение (см. также гл. 12)

?= 5] w. Л( 1 - т Сном,., тг [4-1

Таблица 9.3

(9.8)

Примечание. Отсутствие данных е ограничений такие цепи не реализуются.

таблице означает, что в рамках принятых