где Qi - текущее значение нормированной частоты, /= 1 соответствует низшей рабочей частоте, верхней;

Wii=5, 2, 1 при i-ll, 1=1, i=2 ... 10 соответственно; W2i= 3, 1 при 1=1, i=2 ... 10 соответственно; WiO при r2(Qi)<0,33.

Подобный выбор целевой функции обеспечил компромисс между выходным коэффициентом отражения и неравномерностью АЧХ каскада. Расчет выполнялся в полосе, равной 1 октаве, удовлетворительной считалась цепь, неравномерность которой не превышает ±0,5 дБ при максимально вносимых потерях на верхней частоте 1,0 дБ и коэффициенте отражения 0,43.

Начальные значения реактивных элементов схемы выбирались с помощью соотношений (9.7), потери, определяемые элементами гз, г^, вносились однородно с заданным шагом до тех пор, пока потери на верхней рабочей частоте не достигали 1 дБ (принято Г2=0).

Значения нормированных к шв и Ro-ЪО Ом элементов согласующей цепи с потерями, показанной на рис. 9.4,G, приведены в табл. 9.3 для различных сочетаний ai и К= jK.

9.4. УСИЛИТЕЛИ С ДИССИПАТИВНЫМИ РЕЗОНАНСНЫ.МИ СОГЛАСУЮЩЕ-ВЫРАВНИВАЮЩИМИ ЦЕПЯМИ (Д /о<0,7)

К усилителю этого типа можно прийти, анализируя резонансную согласующую цепь общего вида (рис. 9.5,а, и=3) и рассматривая пути введения в эту цепь диссипативных элементов, не вносящих потерь на резонансной

частоте соо контуров, настроенных на верхнюю частоту полосы пропускания усилителя Юв.

Назначением такой цепи с диссипативными элементами, как и резонансной - реактивной, рассмотренной в §9.2, является согласование транзистора на частоте Юв и уменьшение усиления в НЧ области, однако в отличие от последней избыточное усиление в схеме с потерями может быть компенсировано не большими значениями коэффициента отражения от входной и выходной цепей транзистора, а поглощением мощности в диссипативных элементах.

Искомая цепь (рис. 9.5,6) действительно не вносит дополнительных потерь в устройство на частоте ©о=(йв,

т

а по мере удаления от частоты Юв компенсирует избыток усиления транзистора в НЧ области поглощением мощности в диссипативных элементах.

Как и в случае диссипативной выравнивающей цепи, рассмотренной в § 8.1, приближенное реЩенне задачи может быть сведено к нахождению параметров цепи

с потерями, которая совместно с вводной цепью осуществляет режим двустороннего согласования на высшей

частоте полосы пропускания усилителя, реализуя Сном1,2({0в), и не на одной из более низких частот полосы пропускания не уменьшает усиления до значений, мень-

ЩИХ Ghom1,2(0)b).

На рис. 9.6 показано, что на частоте Юв в результате согласования усиление увеличивается от 52i до Ghomi,2. При малых потерях (кривая / на рис. 9.6) со-

15-384 225

гласующе-выравнивающая цепь является реактивной и диссипативные элементы не выполняют своего назначения, с увеличением потерь (кривая 2 на рис. 9 6) коэффициент отражения от выходной цепи на клеммах транзистора уменьшается и выравнивание начинает осуществляться, при больших потерях (кривая 3 на рис. 9.6) происходит перекомпенсация АЧХ.

Более строго решить задачу можно аналогично тому, как это сделано в § 8.4, 9.2. Резонансная согласующе-

ejff т

п

о

0,Z 0,3

Рис. 9.6

выравнивающая цепь с потерями представляется перспективной для транзисторов, требующих незначительной трансформации комплексных сопротивлений. Учитывая возможность реализации сосредоточенного аналога последовательного контура в виде разомкнутого шлейфа, расположенного на расстоянии Я/4 от транзистора, а идеального трансформатора в виде компактного четвертьволнового трансформатора (рис. 9.5,в), можно надеяться, что эта схема найдет применение в средней и верхней части сантиметрового диапазона.

9 5. О РАСЧЕТЕ УСИЛИТЕЛЕЙ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПАССИВНЫМИ ЦЕПЯМИ

По мере продвижения СВЧ транзисторных усилителей в среднюю и коротковолновую части сантиметро-

ього диапазона волн в них все чаще начинают применяться элементы цепей с распределенными выравнивающими и согласующими цепями. Это не меняет общих принципов синтеза и реализации широкополосных усилителей, хотя и привносит в них свою специфику.

Согласующие и выравнивающие цепи обычно являются смешанными сосредоточенно-распределенными цепями. Это обусловлено несколькими причинами. Одна из них заключается в том, что входное и выходное

Рис 9 7

комплексные сопротивления транзистора в диапазоне СВЧ еще могут быть аппроксимированы с помощью сосредоточенных моделей, что обычно и делается практически.

Другая причина заключается в том, что элементы последовательных сосредоточенных цепей L, С не имеют простых распределенных аналогов в микрополосковых линиях и их осуществляют обычно в виде сосредоточенных элементов. Резистивные элементы выравнивающих цепей также являются пленочными сосредоточенными.

Рассмотрим вначале распределенные согласующие цепи. Как и сосредоточенные, эти цепи должны иметь структуру НЧ фильтров. Возможные варианты таких цепей представлены на рис. 9.7. Простейшей распре-15* 227

деленной согласующей цепью со структурой НЧ фильтра является отрезок линии с характеристическим сопротивлением Zo и длиной / (рис. 9.7,й). Соотношения для расчета параметров этой цепи были даны в §6.6.

Во многих случаях простейшие цепи, рассмотренные в §6.6, являются достаточно эффективными в качестве как традиционных согласующих, так и межкаскадных согласующих цепей. Однако при значительных реактив-ностях транзисторов, особенно при согласовании выходных проводимостей в режиме двустороннего согласования, они Не обеспечивают достаточной широкопо-лосности.

Значительно большие возможности в этом отношении предоставляют распределенные цепи, содержащие каскадно включенные отрезки линий и разомкнутые шлейфы равной длины (рис. 9.7,6). Характеристические сопротивления и длина шлейфов выбираются таким образом, чтобы на верхнем краю полосы пропускания они могли рассматриваться как сосредоточенные. Методика расчета таких цепей была изложена в §6.6.

Для согласования со стандартной линией выходной проводимости транзистора представим последнюю в виде параллельного соединения Ri и С\. На верхней частоте полосы пропускания усилителя ив=ь>1 нормированные значения элементов Ri и Ci составят rj=l и gi - = (j)iRiCx. В приложении 12 приведена таблица значений параметров каскадных цепей, рассчитанных на ЭВМ. Как это видно из этой таблицы, согласующие цепи рассмотренного вида обладают незначительным трансформирующим эффектом.

Распределенные согласующие цепи со значительно более выраженными трансформирующими свойствами синтезированы в работе [9.2]. Эти цепи (рис. 9.7,в), являющиеся аналогами сосредоточенных цепей, не предназначены для согласования комплексных сопротивлений. Однако такое их применение вытекает из эквивалентности коротких отрезков сосредоточенным элементам. Табулированные значения параметров этих цепей приведены в [9.2]. Как их сосредоточенные аналоги, эти цепи не являются истинно низкочастотными, поскольку из-за большой разницы действительных частей сопротивлений нагрузки и генератора они увеличивают затухание в НЧ области.

Квазйсосредоточенные и гибридные сосредоточенно-распределенные пени, изображенные на рис. 9.7,г, д со-I ответственно, также могут с успехом использоваться для I согласования транзисторов на СВЧ. Методика расчета этих цепей описана в работах [8.1, 9.3, 9.6].

Общая методика перехода от сосредоточенных прототипов к распределенным цепям основана на преобразовании Ричардса [9.4]. Последний показал, что цепь, содержащая линии равной длины / и сосредоточенные

-о

Рис. 9.8

сопротивления, может рассматриваться как сосредоточенная после преобразования вещественной частоты / к комплексной:

5Htg(f/2/o). (9.9)

где fo -вещественная частота, на которой электрическая длина линии равна четверти длины волны.

После синтеза сосредоточенной цепи в S-ПЛОскости по известной методике в сосредоточенную схему включают единичные элементы, перераспределяют их и преобразуют с помощью равенства Курода к виду, допускающему наиболее простой переход к распределенной реализации [6.5].

При малых электрических длинах /Д эквивалентность сосредоточенных и распределенных цепей можно установить, сравнив их матрицы передачи.

Для Т-образного сосредоточенного эквивалента (рис. 9.8,а)

cos-

jZ sin

sm- cos-

Для П-образного (рис. 9.8,6)

jZ,s)n

sin-

cos-

сосредоточенного

(9.10)

эквивалента

jJ3-

(9.11)

Матрицы в левой части равенств представляют распределенную линию с характеристическим сопротивлением Zo и длиной /, а матрицы в правой части - сосредоточенные Т- или П-образные схемы. Сравнив элементы двух матриц, можно найти соотношения между реактивными сопротивлениями [XL) и проводимостями {В=.аС) сосредоточенных схем и параметрами (Zo, 2nl/X=wlIv) распределенных.

Для Т-образной схемы

2v 2 - 2v

(9.12)

Для П-образной схемы

А = Z sin -

(9.13)

-2-=У.Ш^=У.

2i> 2 - 2

Очевидно, что замена в (9.12) и (9.13) синуса и тангенса аргументом корректна лишь при малом значении последнего (/Д<1/4), но только в этом случае сосредоточенная схема с частотно-независимой индуктивностью и емкостью эквивалентна распределенной. 230

Нетрудно заметить, что при высоком характеристическом сопротивлении (и малой проводимости Ко соответственно) приближенным эквивалентом линии является последовательная индуктивность или, наоборот, эквивалентом последовательной индуктивности является линия с высоким характеристическим сопротивлением. Последовательная емкость в отличие от последовательной индуктивности неудобна для реализации в виде отрезка линии в плоскостном микрополосковом исполнении; в то же время она хорошо реализуется для относительно малых значений емкости в виде сосредоточенного элемента - узкой щели в центральном проводнике полосковой линии (рис. 9.9,а). Модель такого зазора, показанная на рис. 9.9,6, имеет малые значения параллельных элементов, которыми в большинстве случаев без особого ущерба для точности можно пренебречь.

На рис. 9.9,в, г показаны зависимости параметров емкостного зазора от геометрических размеров микро-полосковой линии для двух значений W/H и 8отн=9,6.

0,008

Cq/iV,n0/Mtt

0,07 0,05 0,03 0,0Г

0,01 0,03 о,/ 0,3 S f 0,0/ 0,03 0,7 0,3 8/ff Ю г)

Рис. 9S

в работе [9.5] содержатся аналогичные зависимости для 8отн=1,0 и 6 (а также модели скачка и открытого конца в микрополосковой линии). Как видно из рис. 9.9,в, прямым зазором в микрополосковой линии практически реализуются емкости до 0,1-0,2 пФ. Для реализации больших значений необходимы меандрообразные зазоры, а еще больших - изолированные друг от друга тонкой пленкой центральные проводники. Модели таких емкостей в настоящее время мало изучены.

Параллельные реактивные элементы относительно удобно реализуются в виде как сосредоточенных, так и распределенных структур.

Глава 10

ПРОЧИЕ ТИПЫ ШИРОКОПОЛОСНЫХ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ

10.1. усилители с обратной связью

Одна ил возможностей выравнивания АЧХ в широкополосных усилителях заключается в использовании цепей внешней обратной связи (ОС). Рассмотрим каскад, содержащий транзистор, включенный по схеме с ОЭ, охваченный ОС с помощью индуктивного элемента, со-

Рис. 10.1

единяющего коллектор с базой. Такая схема (рис. 10.1) внешне аналогична схеме Y-нейтрализации без потерь, которая будет подробно рассмотрена в гл. И. Здесь, однако, с помощью ОС компенсируется не проводимость обратной передачи транзистора У\2, а рост усиления на низких частотах.

Поскольку включение двух четырехполюсников: транзистора и индуктивного элемента - является параллельным, исследование усилителя с ОС целесообразно выполнить в терминах /-параметров. Матрица у-парам^Т' 23?

ров усилителя с ОС является суммой матриц транзйСТб-ра [у] и индуктивного элемента \уь\:

(10.1)

где

После преобразования результирующей [у5.]-матрицы

в S-матрицу мы получим в привычном на СВЧ виде информацию, необходимую для анализа транзистора, охваченного параллельной ОС.

В общем случае, отвлекаясь от внутреннего содержания четырехполюсников, транзистор с внешней ОС можно рассматривать как некоторый новый транзистор, характеристики которого можно изменять в широких пределах в зависимости от параметров цепи ОС. Наиболее удачным решением является случай, когда коэффициент передачи нового транзистора при стандартных нагрузках Sju- в первом приближении оказывается

выравненным в диапазоне частот, а его значение при этом не слишком мало.

Однако при каскадном соединении нескольких таких усилителей без резистивных элементов всегда нужно быть готовым к встрече с трудностями, возникающими из-за отличия входных сопротивлений транзистора от стандартного значения (50 Ом).

В общем случае выравненный коэффициент усиления I Sgij. 1 оказывается малым, и для более полного использования транзистора необходимо его согласование. Поскольку введение цепи ОС изменяет параметры транзистора, и в частности наклон <i Ig GHoMi,2/lgQ, первым этапом расчета усилителя является анализ [Sj-f -параметров транзистора, охваченного ОС в режиме двустороннего согласования.

В зависимости от характера частотной зависимости Ghomi,2 методы выравнивания АЧХ могут быть различными, здесь можно использовать все рассмотренные способы. Наиболее экономичным решением проблемы представляется реализация усилителя, характеризуемого незначительным подъемом усиления в направлении низких частот, с последующим двусторонним согласованием его

PiK. 10.2

цепями без потерь. Существование избыточного усиления в НЧ области сделает возможным выравнивание АЧХ даже при неполном согласовании в этой области.

Включение в цепь ОС сопротивления последовательно с индуктивностью позволяет ослабить действие ОС в области НЧ, способствуя выравниванию АЧХ.

Целесообразны и более сложные цепи ОС. Одна из них изображена на рис. 10.2. Эта цепь содержит два контура: последовательный и параллельный, настроенные в резонанс на верхней частоте полосы пропускания усилителя. На этой частоте и в ее окрестностях ОС выключается, что предотвращает уменьшение усиления в ВЧ области полосы пропускания. В режиме двустороннего согласования на частоте Ов оно сохраняется равным Ghomi 2 (ыв). Три стбпени свободы Oi., а'ь и г в цепи ОС схемы на рис. 10.2 позволяют достигнуть меньшей неравномерности АЧХ в более широкой частотной области, чем в схеме с простой цепью ОС (рнс. 10.1).

В результате оптимизации параметров цепи ОС на ЭВМ могут быть реализованы весьма широкие полосы пропускания.

102. УСИЛИТЕЛИ НА ТРАНЗИСТОРАХ, ВКЛЮЧЕННЫХ ПО СХЕМЕ С ОБ

Включение транзисторов по схеме с ОБ редко применяется в широкополосных усилителях диапазона СВЧ. На первый взгляд, это может показаться странным, поскольку именно при включении с ОБ коэффициент усиления СВЧ транзисторов относительно мало изменяется в широком диапазоне частот. В этом легко убедиться, сравнив коэффициенты усиления S2i этой схемы и схемы с ОЭ.

Два обстоятельства препятствуют широкому применению схемы с РБ в широкополосных линейных усилителях. Одно из них, как уже упоминалось, заключается в том, что транзисторы при малом сигнале в этом включении во всем (или почти во всем) частотном диапазоне потенциально неустойчивы и поэтому легко возбуждаются, например, при каскадировании, поскольку предсказать значение и фазу коэффициента отражения входной и выходной цепей на клеммах транзистора в диапазоне частот невозможно. Второе состоит в трудности трансформации нагрузок IB широком частотном диапазоне. (В транзисторах, включенных по схеме с ОБ, большое усиление обеспечивается тем, что их выходное сопротивление намного больше входного.) Лишь на низких относительных частотах о/со, где S2i прибора велико, большое усиление можно реализовать в стандартной линии без трансформации. Для облегчения каскадирования широкополосных каскадов в этом случае целесообразны балансные схемы.

10.3 БАЛАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Для расширения полосы пропускания и увеличения коэффициента усиления необходимо использовать несколько усилительных каскадов. Основная трудность каскадирования состоит, как это уже упоминалось, в опасности самовозбуждения усилителя на частотах, где инвариантный коэффициент устойчивости К<1. Поэтому npitKaeKaflnpoBaHHH усилительных каскадов необходимы, специальные меры для уменьшения обратной связи между транзисторами. Одна из возможностей уменьшения такой связи заключается в использовании

Вход о-

-о

бшхов

Рис. Ш

балансных усилителей. На СВЧ балансные усилители применяются наиболее часто.

Схема балансного усилителя приведена на рис. 10.3. В этой схеме два транзистора включены между двумя 3-децибельными направленными ответвителями. Коэффициенты матрицы рассеяния балансного каскада, выраженные через 5-параметры отдельных транзисторов S{a), S(b) и коэффициенты передачи направленных ответвителей t, имеют вид

S = e-*I/S (а) - (1 -ns ф)].

5 =je-*/Kl-<[5 ( ) + 5.,(6)],

(10.2)

5., = je-=*/ Vl ~ е [5.. (а) + 5.. {Ь)\, S = е- rs ф)-{\~ П 5 (а)].

Легко видеть, что для идеального направленного ответ-вйтеля (/2=0,5) и при одинаковых параметрах транзисторов S{a)-S{b) \Sn\=\Snm = \S,2(b)\,

IS2l = lS2,(fl) = S2,(fe), (10.3)

iSu=0, 522l=0.

При неодинаковых транзисторах {S{a)=/=S(b)) и неравномерном делении мощности направленными ответвителями (/2=50,5) параметры рассеяния балансного каскада равны

5 = 5., =

S2Aa)-S,:,(b) 2

2tV\~f

S a) + S (b)

(10.4)

Выражения (10.2) -(10.4) позволяют определить требования к разбросу параметров отдельных транзисторов, а также к неидеальностн направленных ответвителей. При неидеальных баластных нагрузках в плечах ответвителей к левым частям выражений (10.2) следует добавить члены второго порядка малости, учитывающие неидеальность этих нагрузок, обычно ими пренебрегают. 236

Анализ выражений, приведенный в flO.l], показывает,! что применение направленных ответвителей на четвертьволновых связанных линиях позволяет создать усилители в полосе ±407о при подобранных парах транзисторов. Можно показать, что мера шума балансного усилителя приблизительно равна мере шума одиночного транзисторного усилителя. Добавка к мере шума тем меньше, чем меньше отличается от 3 дБ деление направленного ответвителя и .чем меньше различаются применяемые транзисторы. Щинамический диапазон балансного усилителя на 3 тш превышает динамический диапазон одиночного каскада. При выходе из строя одного транзистора коэффициент усиления при идеальных направленных ответвителях уменьшается на 6 дБ. Входное и выходное сопротивления равны стандартному сопротивлению (в рабочей полосе). (Строго это справедливо при одинаковых транзисторах и идеальных направленных ответвителях.) Поэтому отражение на входе и выходе балансного усилителя при оговоренных условиях отсутствует и отдельные каскады оказываются развязанными . Это свойство балансного усилителя особенно ценно при каскадировании транзисторов, включенных по схеме с ОБ. Это же свойство позволяет согласовать каждый транзистор по шуму, не нарушая согласования усилителя по сигналу. К недостаткам балансного усилителя следует отнести большие габариты и в 2 раза большее, чем у простого транзисторного усилителя с таким же коэффициентом усиления, число транзисторов. Увеличение общей надежности устройства при выходе из строя транзистора может быть достигнуто также при использовании схем с Y-циркуляторами [10.2].

10 4. УСИЛИТЕЛИ ИА ТРАНЗИСТОРНЫХ ПАРАХ

До сих пор мы рассматривали либо одиночные каскады, либо многокаскадные усилители, образованные каскадным соединением одиночных транзисторов. Возможна несколько иная методика построения транзисторных усилителей, основанная на использовании транзисторных пар, т. е. двух транзисторов, рассматриваемых как элементарная структурная ячейка усиления. Транзисторы в такой паре могут быть либо с одинаковым типом включения (например, ОЭ-ОЭ), либо с разными (например, ОЭ-ОБ). В одних случаях смные электроды обоих транзисторов (например, коллектор первого

транзистора и база второго в паре ОЭ-ОЭ) могут соединяться непосредственно, в других -через каскадную цепь.

Парное включение транзисторов оказывается целесообразно ПО нескольким причинам. Первая из них заключается в том, что в результате соединения двух приборов транзисторная пара приобретает свойства, которыми каждый из транзисторов не обладает. Так, например, соединение двух транзисторов часто допустимо рассматривать как униполярное, хотя при анализе каждого из них пренебрежение обратной передачей недопустимо (так как реакция усилителя на входной сигнал при больших отражениях на входе и выходе усилителя уменьшается для пары в S2iS,2 раз по сравнению с реакцией одиночного транзистора). Вторая причина - методическая. Рассматривая транзисторную пару, а не одиночный транзистор в качестве элементарной ячейки многокаскадного усилителя и представляя ее с помощью тех или иных параметров четырехполюсника, можно реализовать усиление с помощью половинного числа таких ячеек, существенно упростив при этом математическое описание. Еще больше упрощается математический аппарат, если появляется возможность рассмотрения пары как однонаправленного элемента

Достоинства парного включения транзисторов в СВЧ диапазоне исследованы слабо Здесь мы приведем соображения, касающиеся лишь трех возможных транзисторных пар ОЭ-ОЭ, ОЭ-ОБ, ОБ-ОЭ Предварительно введем количественную характеристику неоднонаправленности, поскольку улучшение именно этого параметра является результатом применения транзисторных пар

Напомним вначале достоинства однонаправленной системы. При положительных входных и выходных комплексных сопротивлениях она безусловно устойчива, входной коэффициент отражения такой системы равен Sn, т. е. не зависит от выходной нагрузки, а выходной, равный S22, от входной При этих условиях усиление однонаправленной системы зависит от каждой из нагрузок, но не зависит от их взаимодействия*. Это отражено

* Практическое следствие этого явле.гая заключается в том, что приближение к двустороннему согласованию в неочноиаправлен-ной системе осуществляется последоватспьными приближениями к нужным сопротивлениям входной и высоччой нагрузок при их попеременном изменении, в однонаправленной системе не требуется такое последовательное приближение.

формулой, непосредственно следующей из условия дЁу-стороннего согласования (см. (2.32)) при 5i2=0:

Последнее выражение может быть представлено в виде произведения трех не зависящих друг от друга сомножителей: G0G1G2. Из того же условия (5,2=0) с учетом (10.5) следует, что отношение коэффициентов усиления реальной и однонаправленной системы С > .../С ,=1/11-хГ, (10.6)

где

(l-r,S ) (l-l2)

(10.7)

Как видно из (10.6), реальный коэффициент усиления

может быть больше или меньше огХ^ТхЛе он ограничен величинами 1/ 1-f 1х| Р и 1/ 1-1х| , т. е.

(10.8)

В качестве более простой меры неоднонаправленности удобен коэффициент

SJJSHiSi2S2jl Неравенство

1 ОщМ! . 2

(1 +т)=

(1-х)

(10.9)

(10.10)

определяет границы коэффициента усиления системы, оконечные нагрузки которой удовлетворяют условиям

Г,<5 , (Г2<522. (10.11)

Транзисторная пара оэ-оэ. Соединение в пару двух транзисторов, включенных по схеме с оэ, полезно как методически, так и по существу. Дело в том, что нетрудно выбрать такую выходную цепь первого транзистора пары, чтобы выходное сопротивление каскада, включающего в себя эту цепь (при согласованном входе), было равно величине, комплексно-сопряженной с входным сопротивлением последующего каскада (при согласованном выходе). В результате оба тран-

зистора napbl будут в режиме двустороннего согласования, а результирующее соединение (как мы убедимся далее) приобретет свойства однонаправленного.

Можно показать на примерах типовых транзисторов, что осуществление режима двустороннего согласование, каждого транзистора удается обычно с помощью caiibix простых межкаскадных цепей*, а потери из-за неточного согласования не столь велики, чтобы введение более сложной цепи стало оправданным.

Рис 104

В табл. П. 14 представлены результаты вычисления S-параметров, К, Ghomi,2, а также входных и выходных сопротивлений Zmu Zm2 В рсжимс двустороннсго согласования для нескольких типичных транзисторов.

Анализируя данные таблицы нетрудно убедиться, что простая межкаскадная цепь в виде отрезка линии и последовательного индуктивного элемента (рис. 10.4) обычно согласует выход предыдущего и вход последующего каскадов. Так, для согласования транзисторов №8 (в табл. П.14) на частоте Q = 0,6 такой цепью является линия с электрической длиной /Д=0,1 и последовательным индуктивным элементом [х=\,\).

Нетрудно также убедиться, что двусторонне согласованная транзисторная пара ОЭ-ОЭ обладает более широкой областью безусловной устойчивости и большими значениями инвариантного коэффициента, чем каждый из транзисторов.

Относительным недостатком транзисторной пары ОЭ-ОЭ для широкополосных применений является большой наклон Сномьг/со. При сохранении комплексного согласования между транзисторами он должен быть равен 12 дБ/октава. Однако при удалении от выс-

*) Это может быть отрезок линии или последовательное реактивное сопротивление.

шей частоты пОЛосЬ! пропуекания, на которой целесообразно осуществлять согласование, по направлению к низким частотам межкаокадное рассогласование увеличивается и наклон уменьшается. Этому в большой степени способствует структура цепи на рис. 10.4 с малой последовательной емкостью.

Ценой некоторого уменьшения коэффициента усиления транзистора в схеме ОЭ-ОЭ можно упростить схему, соединив транзисторы непосредственно, т. е. без

Рис 10.5

межкаскадной цепи. Параметры транзисторной пары ОЭ-ОЭ с непосредственной связью приведены в приложении 13. Сравнение этих данных с данными отечественных транзисторов в этом же приложении подтверждает, что коэффициент неоднонаправленности т пары ОЭ-ОЭ на порядок меньше, чем у отдельного каскада, что позволяет рассматривать ее как однонаправленную систему.

Транзисторная пара ОЭ-ОБ (так называемое каскод-ное соединение) (рис. 10.5). Такое соединение на СВЧ не имеет большей часги достоинств, присущих ему на более низких частотах.

Анализируя 5-параметры транзисторов, включенных по схеме с ОЭ и с ОБ, можно, не проводя детальных исследований, предположить, что включение в качестве первого каскада транзистора с ОЭ существенно не изменит выходного сопротивления второго каскада - транзистора с ОБ. Расчеты показывают, что выходное сопротивление транзисторной пары ОЭ-ОБ действительно имеет тот же порядок, что и для одиночного транзистора с ОБ, т. е. весьма велико, а инвариантный коэффициент устойчивости К<.\. Поэтому (см. также § 10.2) перспективность каскода для широкополосных применений на СВЧ проблематична, несмотря на его низкий коэффициент шума и малый коэффициент неоднонаправленности.

16-384 241

транзисторная пара 6Б-ОЭ. Гораздо более привлекательной на СВЧ представляется транзисторная пара ОБ-ОЭ (так называемый инверсный каскод, рис. 10.5,6). Эта схема в отличие от обычного каскода (ОЭ-ОБ) при умеренных значениях индуктивности в общем выводе второго каскада имеет более приемлемые характеристики.

У транзисторной пары ОБ-ОЭ инвариантный коэффициент устойчивости К>1 в диапазоне частот, значительно большем, чем у классической схемы с ОЭ. При этих же условиях (малой La) входной коэффициент отражения этой схемы не слишком велик (5ii<0,7), а выходной не превышает значений, обычно характерных для схемы с ОЭ. Инвариантный коэффициент устойчивости транзисторной пары ОБ-ОЭ даже при больших значениях относительной частоты не становится

меньше нескольких единиц, а коэффициент неоднонаправленности не превышает нескольких процентов. Эта информация содержится в табл. П.И приложения 13.

Однако для достижения подобных характеристик индуктивность в общем выводе второго каскада должна быть малой. С увеличением Ьэ в зависимости K - f ( >/ )

появляется провал, в котором значения / 1. Графики,

иллюстрирующие характер

/У

этих зависимостей, приведены на рис. 10.6 для четырех транзисторов с различными значениями Lg. Параметры этих транзисторов содержатся в приложении 8.

Относительным недостатком рассматриваемого включения является несколько больший, чем у одиночного транзистора, коэффициент шума. Однако коэффициент шума каскада с ОБ обычно превышает коэффициент шума каскада с ОЭ на несколько десятых децибела.

В прлнципе может оказаться полезным рассмотрение не пар, а троек транзисторов. Так, например, тройка ОЭ-ОБ-ОЭ может рассматриваться как инверсный каскод, на входе которого установлен транзистор с ОЭ.

Рис. 106

Такое соединение будет обладать фактором неоднонаправленности, в 52i5i22 раз меньшим, чем одиночный каскад, включенный по схеме с ОЭ.

Глава И

УЗКОПОЛОСНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ

11.1. УСИЛИТЕЛИ С ФИЛЬТРАМИ СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ,--- СЕЛЕКЦИИ

Построение узкополосных усилителей СВЧ требует решения ряда специфических задач, связанных в основном с тем, что СВЧ транзисторы являются усилитель-Is. ными приборами, активными в очень широкой полосе I Г1р<блема реализации узкополосных усилителей

I СКЧ с полосой пропускания в несколько процентов от центральной частоты и обеспечение устойчивости их работы мало изучена.

Одно из возможных решений задачи заключается в формировании требуемых полос пропускания с помощью узкополосных фильтров (фильтров сосредоточенной селекции -ФСС), включаемых на входе или выходе широкополосных усилителей (например, усилителей с диссипативными выравнивающими цепями). При этом целесообразно использовать транзисторный каскад с ОЭ в режиме двустороннего согласования, имеющий широкополосные характеристики в этом режиме. Если фильтр также согласован со стандартной линией, то паразитным взаимодействием фильтра и транзистора можно пренебречь и рассматривать их характеристики раздельно. Это в значительной степени упрощает методику расчета системы в целом.

Однако вне полосы пропускания фильтра указанное согласование отсутствует. Более того, коэффициент отражения на входе и выходе транзистора будет высоким и в области его потенциальной неустойчивости (эта область находится на частотах меньших, чем Qrpi ~/о/2/б) система может самовозбудиться, что часто и происходит на практике. Устранить возможность самовозбуждения в усилителях с ФСС можно, включая стабилизирующие цепи, не ухудшающие характеристик системы на рабочей частоте н демпфирующие систему в потенциально 16*