Ш

JDO SO

<fO

неустойчивых областях. Методика расчета стабилизирующих цепей будет изложена в §11.2.

Требования к характеристикам узкополосного ФСС диктуются требованиями к усилителю и в конечном счете условиями, в которых он работает. Включение ФСС на входе усилителя улучшает помехоустойчивость систем, предотвращая возникновение нелинейных искажений, обусловленных взаимодействием сигнала и помехи. Однако фильтр на входе вносит в систему дополнительные потери и ухудшает ее коэффициент шума.

Требования, предъявляемые к ФСС, предназначенному для включения на входе усилителя, значительно более жестки, чем для ФСС, используемого на выходе усилителя или отдельных каскадов.

Вопросам проектирования узкополосных фильтров посвящено большое количество журнальных публикаций и ряд монографий [11.1 -11.4]. Здесь приведем лишь (Общие, но весьма важные соотношения, позволяющие связать потери фильтра на центральной частоте /-(юо) c полосой его пропускания w и числом п резонаторов, обладающих ненагруженной добротностью Qh:

J 5 5 Рис. ll.l

(юо)дБ 4,343 n/twQn.

(11.1)

В этом выражении w - относительная полоса пропускания, соответствующая полосе пропускания прототипа с граничной частотой со]. Те же величины с полосой пропускания Ws ПО заданному уровню заграждения связывает соотношение

К) дБ+ 6,02

4,343 antilg

1(ш„)дБ=-

(11.2)

Выражения (11.1), (11-2) получены Коном [11.3] для фильтра с потерями, рассчитанного исходя из НЧ прототипов с одинаковыми значениями элементов. Согласно (11.1), (И.2) с увеличением L{m) оптимальное

число резонаторов, т. е. число резонаторов, при котором потери фильтра минимальны, увеличивается, а вместе с тем увеличиваются потери в центре полосы пропускания (рис. 11.1 на этом рисунке Ws я Qr в разах, L(cuo) в дБ).

Из (11.2) следует, что узкополосный фильтр с низкими значениями Qh будет иметь большие потери, а проблема реализации малых потерь тем более акту-алъна, чем уже полоса пропускания фильтра.

11.2. усилители с реактивными цепями

в частотной области :>1

в настоящем параграфе мы рассмотрим класс относительно узкополосных усилителей, в которых АЧХ формируется в основном с помощью реактивных цепей. Параметры этих цепей в значительно большей степени, чем параметры ФСС, определяются параметрами транзисторов. Резистивные элементыиспользуемые иногда в этих цепях, не существенно влияютна j})opMHpoBaHHe АЧХ; их применяют, главньГм образом, для обеспечения устойчивости. Резистивные элементы можно либо добавлять к реактивным, формирующим АЧХ цепям, либо включать в отдельные стабилизирующие цепи.

Существует два типа усилителей этого класса. В обоих типах согласование и формирование АЧХ осуществляется с помощью реактивных цепей, включенныхласкадно слранзисторами, во втором типе, в отличие от первого, предусмотрёна'рицательная обратная связь и АЧХ формируется в результате совместного действия цепей обратной связи и реактивных согласующе-формирующих цепей. Эти цепи, как и ФСС, являются фильтрующими, однако они осуществляют функции не только фильтрации, но и согласования. Рассмотрим подробно усилители первого типа.

Пусть задача заключается в реализации усилителя с полосой пропускания Аю в диапазоне юв-(Он, а предельные значения полосы пропускания лимитируются реактивными параметрами выходного иммитанса.

в соответствии с принципами, изложенными в § 7.2, осуществим согласование на высшей частоте полосы пропускания. Для этой цели используем либо простейшие согласующие цепи (§ 6.5), либо относительно простые нерезонансные цепи (§ 6.3). В обоих случаях эти

цепи должны иметь структуры высокочастотного или полосового фильтров и обеспечивать относительно большое затухание за пределами рабочего диапазона на низких частотах. Некоторые из простейших согласующих цепей, изображенных на рис. 6 16, и нерезонансные цепи (рис. 6.9), имеющие в своем составе параллельну10 нн дуктивность или 1ТШ:этедотательнукГемк6сть, удовлетвог р^Т^ожитребован ию.

Вначалерассмотрим усилитель с (простейшими (двухэлементными) цепями.

Согласующая цепб

50 Ом

Транзистор

Согласующая

500м

1У

Рис 112

Принцип формирования АЧХ усилителя с помощью таких цепей иллюстрируется рис. 11.2. Усилитель на этом рисунке представлен в виде модуля, усиление которого в режиме двустороннего согласования Ghomi,2((o) = = Сном1,2(юо) (юо/ю), а в режиме, отличающемся от него,

Оном(с0) = Сном1,2(С0е) ((Оо/ >)21<2, (11-3)

где <г=1-Гтг|-коэффициенты передачи входной (i=l) и выходной (i=2) согласующих цепей; и=\{(д), Гг=[(ш);

г„,= (Z-z ,)/(2,+z*,); Гг 2= (Z2-z2)/(Z2+z*2)

- коэффициенты отражения волн мощности (см. (2.35))

реали-2, 3].

истинных нагрузок (Zj, Z2) от нагрузок Zml, Zm2,

зующих режим двустороннего согласования

В (11.3) опущен член 1/ 1-Г, 1Г, 2(/(-Т^/С -1) 1-Предполагая при умеренных расстройках линейную зависимость от расстройки

1Г„,12=а(ш-(Оо) (И.4)

где a=t/r2/d(A(o)2, в нормированном масштабе частот Q=,to/(Oo получаем

G(l) 246

[l-a,(fi-l) l[l-a,(-l)-

(11.5)

Сравнение значений входного Й выходного сопроТЙЁ-Лений СВЧ транзисторов показывает, что входная согласующая цепь потенциально значительно более широкополосна, чем выходная. Поэтому при приближенных оценках полосы пропускания узкополосных усилителей можно считать, что полосу усилителя формирует выходная цепь. В этом приближении

G(Q) = G(l)Jj-[l-a(Q l) ].

(11.0)

условия (11.7)

Максимум АЧХ, определенный dG(Q)/dQ = 0, существует на частоте

fiinax= (а-1)/а.

Усиление на этой частоте составляет

Gmax=G(l)a/(a-l). (11.8)

Происхождение максимума АЧХ легко объяснить: с уменьшением частоты усиление транзистора и коэффициенты затухания согласующих цепей (рис. 11.3) Lbx= = 1/(1-Гвх|), Ьвых=1/(1-ГвыхИ) увеличиваются, а коэффициенты передачи этих цепей /i = 1/Lbx, 2= = 1/Ьвых уменьшаются.

Еще одна характерная точка - частота Qi<Qmax, на которой усиление уменьшается до уровня G(l), находится из решения уравнения

G(fiH)G(l) = G(l)[l-a(Q-l)2]/i22. (11.9)

Эта частота равна

н=(а-1)/(а+1). (11.10)

Выражения (11.4) -(11.10) позволяют осуществить приближенный расчет АЧХ по измеренным на частоте Qb значениям Z Z 2, поскольку Гг , = Г1, Гт2 = = Г2. Коэффициент а легко может быть найден в этом случае из таблиц, приведенных в [6.38], где полоса пропускания вычислена для Г|=0,1 и 1/ а=0,1/(Дш/(Оо).

Результаты такого расчета для транзистора ГТ362 на частоте О=оз/оз = 0,4 (S = 0,044 +j0,132; 5, = 0,21 +

-1- j0,18; 521 = 1,23 + j0,76; S22 = 0,23-j0,49; Г*, = = 0,18-j0,82, r% 2=0.216+j0,89; Go=3,94) показаны на рис. 11.3. Как видно, результаты приближенного расчета мало отличаются от результатов расчета точными методами на ЭВМ Аю/(Оо=7%, неравномерность усиления 27о, полоса пропускания 27% по уровню 3 дБ.