Главная Журналы Популярное Audi - почему их так назвали? Как появилась марка Bmw? Откуда появился Lexus? Достижения и устремления Mercedes-Benz Первые модели Chevrolet Электромобиль Nissan Leaf Главная » Журналы » Расчет узкополосных усилителей

1 2 3 4 ... 6

расчет узкополосных усилителей

Графоаналитические методы иногда используются для анализа и синтеза транзисторных усилителей СВЧ, чаще узкополосных, рабочий диапазон которых находится в области потенциальной неустойчивости (т. е. в частотной области К<1).

В § 2.4 мы показали, что в безусловно устойчивом четырехполюснике, точнее, в четырехполюснике, для которого на рассматриваемой частоте выполняются условия безусловной устойчивости, максимальное усиление реализуется в режиме двустороннего согласования. Выбор нагрузок на входе и выходе четырехполюсника в этом режиме однозначен.

Здесь покажем, что при уменьшении усиления в безусловно устойчивой системе выбор выходной (входной) нагрузки становится не однозначным, все нагрузки, находящиеся на выбранной определенным образом окружности, гарантируют одинаковое усиление при условии согласования на противоположной стороне четырехполюсника. Также покажем, что с увеличением усиления радиусы окружностей уменьшаются, стягиваясь в режиме двустороннего согласования в точку, а значение усиления в этой точке определяется выражением (2.49). Тем не менее при расчете усиления безусловно устойчивых систем окружности равного усиления играют обычно лишь иллюстративную роль. При расчете АЧХ усилителя, область потенциальной неустойчивости которого находится в рабочем диапазоне частот, их роль более существенна. Мы покажем, что при выборе нагрузок, проводимости которых отображаются упомянутыми окружностями диаграммы проводимости, усиление системы не изменяется, но их выбор в пределах одной и той же окружности непроизволен. 252

Хотя режим двустороннего согласования потенциально неустойчивой системы неосуществим, согласование на входе или выходе системы всегда возможно *>. В общем случае заданное усиление можно реализовать при несогласованном входе и выходе; режим с частичным согласованием практически удобнее, а существующие методики предусматривают расчет усилителя именно в таком режиме.

Рассмотрим каскад, согласованный с источником сигнала, коэффициент усиления которого изменяется из-за рассогласования на выходе. Коэффициент усиления такого усилителя определяется выражением (2.36), и era можно представить в виде

где

(1 - I S I) +\Т,\Ц \S \-\А р) -2 Re Г,С,

(11.17)

(11.18)

- коэффициент, характеризующий отличие требуемого усиления от S2i определяемый параметрами транзистора и выходной нагрузки.

Запишем (11.18) по степеням [Гг]:

2Rer,Csg2 g2(l-l-S..n-l

(11.19)

где С2=522-Д5*и; 2=5222-Ар.

Можно показать, что выражение (11.19) представляет окружность с координатой центра

g2

и радиусом

(1 -2/С|5.,5 Ig, +1S S IV,)

l+fi2g2

(11.20))

(11.21)

После того как значение нагрузки на окружности требуемого коэффициента усиления выбрано и коэффициент отражения от этой нагрузки Г2 определен, с помощью (2.46) вычисляют коэффициент отражения от генератора ri=[(Sii-Г2А)/(1-Г2522)] *, а затем импеданс ге-

> Если Si,<l или S22<1.



l<>1,Bi>0,lJi>0


K<1,Sf>0,l>2>0


нератора. Лишь при этом значении импеданса генератора достигается расчетный коэффициент усиления.

Анализ окружностей равного усиления позволяет сделать некоторые важные выводы. Сравнивая выражения (11.20) и (4.28) замечаем, что rg2<rs2, а гф= =±Фг82 в зависимости от знаков и gi. Таким образом, расстояние от начала координат диаграммы проводимости до центров окружностей равного усиления (rgi) меньше, чем до центра окружности неустойчивости, а направление на центры г^г и г^г либо совпадает, либо отличается на 180°. При изменении коэффициента усиления направление на центры rg, не меняется, меняется лишь моложение г^ на прямой, соединяющей rg2 и Tgi (рис. 11.5,а).

Радиусы окружностей равного усиления ведут себя различным образом в зависимости от соотношений между 5-параметрами транзистора. При К>\, Bi>0 (безусловно устойчивая система, если эти неравенства удовлетворяются во всем диапазоне частот) с увеличением коэффициента усиления pg2 уменьшается и окружности равного усиления стягиваются в точку, характеризуемую координатой г^2о=Гп12 (рис. 11.5,а) (см. выражение (2.41)). Нетрудно убедиться, что при pg2F=0 справедливы выражения

isjv {i<~y Kl): (11.22)

nOMl,2

{k-Vk- 1).

(11.23)

Выражение (11.23) совпадает с (2.49) для двустороннего согласования, выведенным из других соображений. При К>1, Bi<0 окружности равного усиления также стягиваются в точку, однако точка г^2о=Гт2 является точкой минимального усиления (рис. 11.5,6), оно реализуется при двустороннем согласовании, а при рассогласовании усиление увеличивается, достигая (при g-2=oo) бесконечно большого при rgz=rs2 (в безусловно устойчивой системе это может быть лишь при Г>1, т. е. при активной нагрузке). Для такого случая перед радикалами в (11.22) и (11.23) следует поставить знак плюс*>.

* Практически для транзисторов с типовыми параметрами физических моделей этот случай не реализуется, по крайней мере для включения с ОЭ и ОБ, хотя для произвольно взятых параметров он возможен, например, при Su=S22=0,98; Si252i=-0,2; Др= 1,346; Bi=-0,3465; К=\,Ш,



Наконец, для потенциально неустойчивой системы, характеризуемой неравенством К<1, окружности с изменением усиления не стягиваются в точку (рис. 11.5,в). При этом 20 - комплексная величина, режим двустороннего согласования не реализуется, выражения (11Л2\), (П.23) теряют физический смысл.

11.4. усилители в частотной области К<1

Одна из возможностей создания узкополосных уси-.лителей заключена в использовании транзисторов в потенциально неустойчивых областях частотного диапазона. Так, транзисторы, включенные по схеме с ОБ при К<1, принципиально позволяют получить значительно более узкие полосы пропускания, чем транзисторы, включенные по схеме с ОЭ при К>1.

Усиление потенциально неустойчивой системы может быть сколь угодно большим при выборе соответствующих комплексных сопротивлений на входе и выходе четырехполюсника. В этом случае при проектировании транзисторных усилителей, работающих в режиме потенциальной неустойчивости, необходимо выбирать нагрузки таким образом, чтобы система не самовозбуждалась и не была чрезмерно чувствительной к изменению внешних комплексных сопротивлений. Увеличение коэффици-(снта усиления активной системы возможно лишь при условии сужения полосы пропускания и уменьшения запаса ее устойчивости. Обеспечение устойчивости в этом случае является проблемой номер один.

Усиление усилителя, область потенциальной неустойчивости которого находится в рабочем диапазоне, обычно рассчитывают графоаналитическими методами с помощью круговых диаграмм проводимости с нанесенными на них окружностями равного усиления. Окружности неустойчивости, нанесенные на ту же диаграмму, дают наглядное представление о степени устойчивости таких усилителей.

В § 11.3 мы уже отмечали, что требуемое усиление в схеме с потенциально неустойчивым четырехполюсником обычно реализуется при частичном согласовании на его входе и выходе. Анализу усилителя, рассогласованного на входе и выходе, посвящена работа [11.10]. Так, например, нужное усиление можно реализовать в режиме с рассогласованной выгодной нагрузкой и со-

гласованной входной. При этом одинаковое усиление обеспечат нагрузки, сопротивления которых отображаются на окружности с центром и радиусом, определяемыми (11.20), (11.21).

Существование некоторого произвола в выборе сопротивления выходной нагрузки делает необходимым выявление более жестких критериев построения транзисторных усилителей, потенциально неустойчивых в рабочей полосе частот.

В качестве таких критериев могут быть предложены следующие:

- обеспечение требуемой полосы при большом усилении;

достижение максимума АЧХ на центральной частоте полосы пропускания;

- получение малой чувствительности схемы к изменению параметров внешних элементов.

Легко видеть, что передаточные характеристики усилителя с потенциально неустойчивым четырехполюсником определяются следующими факторами:

- частотной характеристикой выходной нагрузки;

- частотной характеристикой активного элемента, которая может быть отображена набором окружностей фиксированных значений коэффициента усиления на рабочей частоте, а также на ряде дискретных частот вблизи нее;

- частотной характеристикой входной согласующей цепи *).

Поясним воздействие каждого из перечисленных факторов на АЧХ усилителя. Пусть характеристики активного элемента не меняются с изменением частоты. В этом случае как параметры матрицы рассеяния, так и положение и радиусы окружностей постоянного усиления будут фиксированы. При этом АЧХ усилителя определяется частотным ходом сопротивления выходной нагрузки. При согласовании транзистора на входе во всей полосе пропускания она будет целиком определяться перемещением сопротивления нагрузки относительно окружностей равного усиления.

*> в дальнейшем будут рассматриваться схемы с согласованием на входе.

17-384 257



Если 5-параметры транзистора частотно-зависимы, то положение окружностей равного усиления на круговой диаграмме проводимости будет изменяться и АЧХ будет определяться взаимным перемещением в плоскости круговой диаграммы упомянутых окружностей и комплексным сопротивлением выходной нагрузки.

Ограничения физической реализуемости входной согласующей цепи относятся к третьему фактору, влияющему на формирование АЧХ. Эти ограничения оп-релеляготся входным со-ппотивлением транзистора, которое, в свою очередь, является функцией S-паравдетров и комплексного сопротивления нагрузки.

Рассмотрим общие соображения, касающиеся выбора сопротивления нагрузки на окружности заданного усиления. Для этого приведем семейство окружностей равного усиления совместно с кругом неустойчивости (рис. 11.6). Легко видеть, что центры этих окружностей лежат на прямой, соединяющей начало координат с центром круга неустойчивости. Наибольщая концентрация данных окружностей оказывается вблизи области неустойчивости. Это значит, что выбор сопротивления нагрузки в указанных областях неоптимален в отношении чувствительности схемы к изменениям параметров как внешних цепей, так и самого активного элемента. Поэтому в предположении частотного постоянства 5-параметров и сопротивления нагрузки оптимален выбор сопротивления нагрузки на прямой, соединяющей начало координат и центр области неустойчивости. В таком приближении максимум АЧХ достигается на центральной частоте, которой соответствует согласование на входе схемы.

В действительности предположения о постоянстве параметров матрицы рассеяния и особенно о неизменности сопротивления нагрузки в большинстве случаев не


Рис. 11.6

являются допустимыми для реальных транзисторов, iы не менее в общем случае, когда учитывается частотный ход 5-параметров и сопротивления нагрузки, выбор последнего на прямой, соединяющей начало координат и центр области неустойчивости, допустим, хотя и в качестве первого приближения.

Более точно определить сопротивление нагрузки можно исходя из следующего достаточного условия: АЧХ усилителя достигает максимума на центральной частоте, если в пределах полосы пропускания линия сопротивления нагрузки не пересекает на круговой диаграмме окружности с более высоким, чем на центральной частоте, усилением.

Такой подход к формированию АЧХ характеризуется достаточной общностью и, хотя и не дает конкретных рецептов для его осуществления, определяет стратегию поиска нужной выходной нагрузки с помощью круговых диаграмм. Далее вводится классификация, позволяющая выделить основные факторы, определяющие форму АЧХ, и тем самым упростить синтез схемы.

Проиллюстрируем приведенные общие соображения результатами анализа АЧХ для транзисторов СВЧ с типичными параметрами физической модели. Этот анализ из-за его относительной сложности целесообразно выполнить на ЭВМ.

Используем упрощенную физическую эквивалентную схему транзистора, включенного по схеме с ОБ (рис. 3.1,6). Все параметры ее элементов нормированы к сопротивлению генератора Rr и частоте

Транзисторы с большим отношением /б/Гб. Окружности усиления, равного 10 дБ, такого транзистора с параметрами: Ск=1,2; /б=/э=0,4; т=0,2; Са=0; Гв=0,105; Гб=0,2 - приведены на рис. 11.7, Как видно, окружности с усилением 10 дБ проходят вблизи начала координат. При этом в качестве выходной нагрузки представляется целесообразным использовать единичную. Тогда Ghomi = 152112/(1-5иР) = 10. Окружности такого же усиления, соответствующие частотам i2=0,3; 0,4 и 0,5, практически вращаются вокруг начала координат, не изменяя своих размеров. Это обстоятельство, а также малое входное сопротивление транзистора на центральной частоте (Гвх==0,9; q)=100°) позволяет предположить, что АЧХ усилителя практически определяется входным

17* 259




Я=0,3

сопротивлением и структурой входной согласующей цепи. Это и обеспечивает симметрию дайной характеристики относительно центральной частоты Q=0,4, что и подтверждает кривая / иа рис. 11.8. Полоса пропускания, приблизительно равная 15%, обеспечивается при этом простейшей входной согласующей цепью, содержащей последовательно включенный емкостный элемент и параллельно включенный индуктивный.

г

/

0,5 Q

Рис. 11.8

Завершая данное рассмотрение отметим, что для точек 2 и .3 на круговой диаграмме проводимости (рис. 11.7) АЧХ асимметрична (рис. 11.8, кривые 2, 3), хотя усиление на центральной частоте и равно расчетному.

Транзисторы с малым /б/Гб. Окружности постоянного усиления, проходящие через начало координат, соответствуют малому усилению, значительный коэффициент передачи реализуется при существенно большей трансформации в выходной цепи (рис. 11.9). Нетрудно видеть, что при малом /б/ге на форму АЧХ влияют все перечисленные факторы и выбор оптимальной точки иа окружности не является однозначным. Приведем некоторые соображения, касающиеся принятия решения в этом более общем случае.



lt=0,01


Мы уже упоминали, что плотность расположения окружностей постоянного усиления максимальна вблизи их пересечения с границей области неустойчивости и выбор сопротивления нагрузки в этом районе неоптимален. Окончательно выбрать сопротивления нагрузки и выходной цепи можно лишь в результате конкретного анализа. Однако из обших соображений следует, что для простейших двухэлементных цепей близкими к оптимальным являются нагрузки, сопротивления которых лежат на прямой, касательной к окружностям заданного усиления, построенных для ряда частот рабочего диапазона. Такое условие частично гарантирует, что на этих частотах сопротивление нагрузки не переместится в область сушественно больших коэффициентов передачи. Это подтверждается круговой диаграммой на рис. 11.9, где частотные зависимости сопротивления совмешены с окружностями постоянных усилений *>. Нагрузке, отмеченной точкой 2, лежащей близко к указанной касательной, соответствует минимальная асимметрия АЧХ (рис. 11.8, кривая ). В то же время сопротивление нагрузки, отмеченное точкой / на прямой, соединяющей начало координат и центр области неустойчивости (рис. 11.8, кривая 5) может быть использовано лишь в качестве начального приближения.

При необходимости реализовать большее усиление, выбор нагрузки упрощается, поскольку предполагаемая оптимальная точка приближается к прямой, соединяющей начало координат и центр области неустойчивости, а узкополосность входа транзистора существенно возрастает. Рассмотрение большого числа наборов параметров модели и двухэлементных цепей показывает, что при коэффициенте передачи более 10-15 дБ достаточная симметрия АЧХ достигается для нагрузок, лежащих на указанной прямой.

Полоса пропускания. Из сказанного становится очевидным, что исходным при синтезе АЧХ рассматриваемых систем является выбор коэффициента передачи на центральной частоте. Последняя в большой степени определяет и полосу пропускания усилителя, поскольку в активных системах увеличение коэффициента передачи на центральной частоте может быть связано лишь

*) Параметры транзистора, за исключением гс=1, /б=0,01, те же, для которых приведены кривые на рнс. 11.7,



с уменьшением полосы частот усиливаемых сигналов, а это, в свою очередь, выдвигает проблему допусков на параметры элементов внешних цепей. В свете сказанного рассмотрим характеристики схем с использованной ранее моделью транзистора. Из кривой Гвх=/(Оном) на рис. 11.9 видно, что при увеличении усиления и h¥=0 резко уменьшается активная составляющая входного сопротивления транзистора. Это, в свою очередь, существенно сужает полосу пропускания усилителя как с простейшими двухэлементными, так и с более сложными

6-0,0/-

---1

Рис. 11.10

15 Смп7,№

цепями. Приведенные на рис. 11.10 кривые / зависимости произведения коэффициента передачи иа полосу от усиления подтверждают данное предположение. Графики построены для простейших двухэлементных цепей. Их начальный восходящий участок обусловлен незначительной трансформацией входного сопротивления при малых усилениях. Спад же связан с резким снижением активной составляющей входного сопротивления.

Чувствительность к изменению внешних параметров. На рис. 11.10 (кривые 2, 3) приведены зависимости относительной чувствительности коэффициента передачи каскада Ghomi двух транзисторов, параметры модели которых приведены на с. 259 (гб=1), к входному (i=l, кривая 2) и выходному (i=2, кривая 3) коэффициенту стоячей волны р, для наихудшего случая:

(11.24)

or /п \ dGcm Idfi

Согласно этим кривым otpaHH4eHHeM для выбора больших усилений является возрастание чувствительности.

При конкретном синтезе максимально допустимая чувствительность схемы к изменениям р, ограничивается возможностью перемещения сопротивления нагрузки на диаграмме в область неустойчивости, поскольку точки, соответствущие большому усилению, расположены ближе к этой области. Указанные обстоятельства ограничивают выбор максимального усиления заданным/уровнем рассогласования в выходном тракте. Критическое значение коэффициента отражения на выходе транзистора Г2шах| = Гй-Рй для 5222-Д|2>0. Соответственно, чтобы при изменении нагрузки каскада от стандартного значения (50 Ом) к значению, характеризуемому Ртах, коэффициент Отражения на выходе транзистора не превысил Г2та1, а точка на диаграмме проводимостей не переместилась в область неустойчивости (рис. 11.6), коэффициент отражения на выходе транзистора при стандартной нагрузке каскада (рис. 11.2) не должен превышать величины

,г Ртах( +kwl-Psi)+l-sil-psa-l /ц осч

Ршах(1 -к. 1 + Р )-ЬР -к -Ы -

Можно показать также, что соответствующий допустимый коэффициент усиления составит

(1-Г Г)(г -р%,)

1 (UsH-r.) -p

(11.26)

Первый сомножитель (11.26) является согласованным коэффициентом передачи при стандартной нагрузке транзистора (Г2=0), а второй характеризует увеличение усиления с ростом Гг.

В заключение отметим, что результаты, получаемые при использовании предложенного графоаналитического метода, могут быть применены как непосредственно, так и в качестве хорошего начального приближения при машинном синтезе (см. гл. 12).

11.5. усилители с нейтрализованной обратной связью

Общие соотношения для Y-нейтрализации без потерь. Проблема нейтрализации внутренних обратных связей в СВЧ транзисторах в настоящее время мало иссле-



Дована. Практически нейтрализованные усилители нй СВЧ почти не применяются. Между тем проблема увеличения коэффициента усиления и нейтрализации обратной связи актуальна в СВЧ диапазоне, где транзисторы характеризуются малым коэффициентом усиления и относительно большими коэффициентами обратной связи.

Теория нейтрализации внутренней обратной связи цепями без потерь была развита в работе [11.5] и исследована в [11.6-11.8]. Результаты последнего исследования развиваются нами с учетом специфики СВЧ диапазона. В отличие от [11.6], мы рассмотрим внутреннюю структуру транзистора и влияние элементов этой структуры на параметры цепи нейтрализации, а также частотные характеристики нейтрализованных каскадов СВЧ транзисторов.

Сушность нейтрализации заключается, как известно, в компенсации обратной передачи в неоднонаправленном четырехполюснике с целью реализации однонаправленного устройства. Схема нейтрализованно-Ь-*-о го транзистора, представленная на рис. П.И.с является типичной схемой Y-нейтра-лизации без потерь. Обратная связь четырехполюсника

Транзистор

ч

L J

I J

---1

LJ j i I uJL

в ЭТОЙ схеме может быть нейтрализована цепью без потерь лишь в том случае, если комплексная проводимость обратной передачи этого четырехполюсника не содержит действительной части. Поскольку в обшем случае это не так, для нейтрализации цепью без Потерь каскадно с четырехполюсником включают реактивный четырехполюсник, проводимость которого выбирают из условия равенства нулю действительной части обратной проводимости результирующего четырехполюсника *).

Для вывода условий нейтрализации и определения параметров цепи нейтрализации представим транзистор и элементы этой цепи с помощью матриц. Суммарная t/j. -матрица представляет нейтрализованный транзистор;

последний образован каскадным соединением транзистора и двухполюсного элемента и цепью обратной связи \Ьос, включенной параллельно полученному четырехполюснику (рис. 11.11,а).

Для нахождения j.-матрицы вначале перемножим матрицы передачи транзистора

Угг

(11.27)

где Ау=у11У23.-у12У21; yi]=gij+lbij -параметры транзистора (до нейтрализации), и проводимости J62

г l/jb,

о 1

Полученную в результате перемножения матрицу

(11.28)

/!. usi ii У J

Ау /Л4! J I

Ун \yti jbs J/si J

(11.29)

преобразуем по известным соотношениям (см. приложение 4) в матрицу проводимости [у]. Результат сумми-

*> Для удобства последующих вычислений все параметры цепей и элементы матриц нормированы к Zo.



рования этой матрицы с матрицей проводимости обратной связи jboc - искомая результирующая матрица

Г ,

jboc

-jboc

- Уг1

-Jboc

Jboc -

(11.30)

Элемент выбирают, как мы уже упоминали, из условия равенства нулю действительной части обратной проводимости транзистора г/12, т. е. из условия

(11.31)

62=22612/12-622. (11.32)

Проводимость обратной связи бос находят из условия равенства нулю обратной передачи каскада

i+Wib откуда

6 =.

jboc=0.

(11.33)

(11,34)

i+W(JW

Подставив в (11.34) выражение (11.32), найдем бос в функции собственных параметров транзистора:

бос=612-6225-12/22. (11.35)

Коэффициент усиления нейтрализованного транзистора, т. е. транзистора, у которого y,2j.=0, иа основании общей теории равен г^-функции:

<2/=t/21-1,122/ (4{gtlg22-gi2g2i)) (11.36)

при условии его двустороннего согласования. Последнее может быть осуществлено, если входная и выходная проводимости транзистора положительны, т. е. при условии, что

Re[f/, 1>0, nt[y]>\0. (11.37)

Необходимым и достаточным условием существования однонаправленного двусторонне согласованного четырехполюсника, нейтрализованного цепью без потерь, 268

согласно теореме Мезона является условие >1 или <и>0, g22>0*). Выясним, в какой степени схема Y-нейтрализации на рис. 11.1,6 удовлетворяет этим условиям Для этого иа частоте нейтрализации с учетом (11.32) и (11.35) представим [у^.] в виде

J(ga biz - gitbjg)

У11+Ухг+ J(g b -*.sb )

Уч-Угг

Уп + Ук J

(11.38)

(Различие между (11.38) и (11.30) заключается в том, что (11.38) справедливо лишь на частоте нейтрализации, т. е. на частоте, на которой нейтрализована обратная проводимость транзистора, а (11.30) на произвольной частоте. В последнем случае 62 и Ьос вычисляются на частоте нейтрализации, а текущие координаты - параметры транзистора уг, - на произвольной частоте.)

Осуществив простые преофазования матрицы [у^.] убедимся, что

Re l4, J = (f - (11-39)

Из (11.36) непосредственно следует

gllff22-gl2g21= 11/21- /12р/(4*2/), (11.40)

поэтому

Re \Уп,] ==\Уи- Угг т^ВггП (П.41)

УсловиемRe [г/ 5,]> о является, как'видно из (11.41) положительный знак 22 (при U>0). Легко показать.

что

Re [У22.] =( А -5МЧ(8гш IУг\)-

(11.42)

*) При <И>1 Неущ. Reyts могут быть сделаны положительными независимо от знаков Гц, тц. Этот вывод сделан исходя из энергетического рассмотрения. Условие <U>0, Гя>0, (gs2>0) получено нз качественного рассмотрения схемы Y-нейтрализации в терминах Z-параметров [11.5].



Очевидно также, что

gUi I Ун I

(11.43)

Подставив (11.39), (11.42), (11.43) в (2.15), получим фундаментальное условие (11.36) для частного случая Y-нейтрализации без потерь. Таким образом, необходимое и достаточное условие того, что транзистор, нейтрализованный параллельной цепью без потерь, может быть согласован на входе и выходе и в нем будет достигнут коэффициент усиления, равный -функции, при U>0 заключается в положительности собственной выходной проводимости g22 ЭТОГО транзистора.

Одно лишь условие > 1 является в этом случае недостаточным, поскольку согласно (1141) при 22<0 Re <;0. Заметим, что теорема Мезона лишь постулирует сушествование согласованной однонаправленной схемы, не давая рецептов ее осуществления. Можно полагать, что для какой-либо схемы, отличной от схемы Y-нейтрализации, условие 1 будет достаточным.

Расчет и анализ схемы Y-нейтрализации без потерь. Для определения параметров цепей нейтрализации и согласования, а также для исследования частотных зависимостей нейтрализованных каскадов обратимся к типичной схеме СВЧ транзистора, включив его по схеме на рис. 11.И,а (штриховая линия на рис. 11.11,6). В общем случае 62

и бос на рис. 11.11,(2 могут иметь любой знак; наибольший практический интерес представляет область частот, где I2--1 /62 - индуктивность, а Сос= =boclQ (fi=e/ J-емкость, что отражено на рис. 11.11,6.

Исследование проведем в терминах 5-параметров, наиболее удобных для этого диапазона.

Параметры цепи нейтрализации вычисляются с помощью выражений (11.32), (11.35). В качестве согласующих выбираются двухэлементные простейшие цепи после вычисления сопротивлений нагрузок, требуемых для осуществления режима двустороннего согласования нейтрализованного транзистора, с учетом ограничений, свойственных этим согласующим цепям (см. § 5.5). В результате расчета получаются значения параметров цепи нейтрализации, S-матрицы нейтрализованного транзистора, значения элементов цепей согласования и [S,]-матрицы

транзистора, который после нейтрализации внутренней 270


0,1 0,1 0,3 о,/ Рис. 11.12

B,s o,t а

обратной связи согласован по входу и выходу. Эти параметры вычисляются на ряде дискретных частот внутри исследуемого диапазона.

Рассмотрим полученные на ЭВМ характеристики нейтрализованного каскада с типичными для СВЧ транзистора нормированными параметрами физической эквивалентной схемы: Гб=0,5, С2=0,08; =C4-f Сц=0,4; /8=

/(5=1,0. Частотные зави- , , симости 5i2 и IS22I при- jLiL ведены на рис. 11.12. Для нейтрализованного транзистора характерно увеличение коэффициента от- ражения на выходе IS22I с уменьшением частоты нейтрализации.

На относительно низких частотах в области, о,г непосредственно прилегающей к частоте нейтрализации, возможно появление отрицательного сопротивления (IS221 > 1) на выходе нейтрализованного каскада. Коэффициент отражения на входе Sii в исследуемой полосе частот, как правило, меньше единицы. Полоса нейтрализации, оцениваемая по половинному значению коэффициента обратной передачи исходного транзи- -г стора 15i2 составляет около 10%. Как видно, нейтрализация осуществляется в относительно узкой полосе частот.

На рис. 11.13 построены частотные характеристики, которые должны иметь цепи, осуществляющие нейтрализацию в широкой полосе частот для транзистора с параметрами Гб=1; Cj,=0,3; /6=4=1. Согласно рис. 11.13 в большей части диапазона (Q>0,3) элемент Хг=-1/6

о,в

- -1

\.Ttv

.....\

ь

1 Г

Рис. 11.13




1 2 3 4 ... 6

© 2018 AutoElektrix.ru
Частичное копирование материалов разрешено при условии активной ссылки