Главная Журналы Популярное Audi - почему их так назвали? Как появилась марка Bmw? Откуда появился Lexus? Достижения и устремления Mercedes-Benz Первые модели Chevrolet Электромобиль Nissan Leaf Главная » Журналы » Расчет узкополосных усилителей

1 2 3 4 5 6

(сопротивления нормированы к 50 Ом) есть положительная реактивность (индуктивная) с отрицательным частотным наклоном. Очевидно, что ни одна физически реализуемая реактивная цепь не может иметь такую характеристику. Поэтому с помощью физически реализуемых элементов возможна нейтрализация лишь в относительно узкой полосе частот (частотный ход Хос= =-1/Ьос физически реализуем в исследуемом диапазоне). Такую зависимость имеет емкость.

\Snx\

-\S21Z\

и

1 ~ 1

ч

1 - 1

0,08

т 1 1 1

1 J

0,1 о,г 0,3 о,и 0,5 ofi а

Рис. 11.14

Частотные характеристики нейтрализованного и согласованного транзистора представлены на рис. П. 14, 11.15.

Рассмотрим кривые коэффициентов передачи S j. . На частотах нейтрализации S \ равна -функции, что подтверждается сравнением функции, вычисленной по (11.36) или по (11.3), со значением [Sjjj. I* на этой частоте. Из графика следует, что ло мере увеличения частоты -функция уменьшается со скоростью 6 дБ/октава. Коэффициент передачи \S\* превышает значение Ч^-функции, что объясняется регенерацией. Это подтверждается кривыми частотной зависимости коэффициента отражения на выходе S I, на которых также имеется область, где Sj,> 1. Полоса пропускания нейтрализованного и согласованного каскадов по уровню 3 дБ составляет около

Исследование частотных характеристик нейтрализованного транзистора, проведенное в широком диапазоне изменения параметров эквивалентной схемы (Гб=0,2... 2; Са = 0,03...0,08; С5, = с^ + с„= 0,3...0,7; /=::0,5 ... 1), показывает, что характер частотных зависимостей , IS,2j., \S\, S22j:I не изменяется. Как и следовало ожидать, изменение /g и /, не влияет на ISj,;.! согласованного и нейтрализованного каскадов, увеличение же параметров и приводит уменьшению значения

о,е

Ofi 0.1

o,f D,z 0,3 D,s o,e a Рис. 11.15

Представляет интерес рассмотрение устойчивости нейтрализованного каскада. Устойчивость исследовалась в два этапа. На первом этапе исследовалась устойчивость нейтрализованного каскада, нагруженного на стандартные нагрузки Гн=Гг=1, на втором - устойчивость нейтрализованного и согласованного транзисторов. Расчет, выполненный на ЭВМ методом прямого поиска корней (§ 4.2), показал, что нейтрализованный каскад, включенный между стандартными нагрузками, как правило, устойчив. Аналогичные результаты были получены при исследовании устойчивости в терминах возвратных разностей ориентированных графов.

Анализ температурных зависимостей нейтрализованных каскадов, т. е. экспериментальных температурных зависимостей S-параметров, показывает, что нейтрали-

18-384 273



зацйй сохраняется, если изменение температуры Не слишком велико. Так, для транзистора ГТ343 этот диапазон составляет -10 ... + 50°с [11.9].

Исследование нейтрализованных каскадов с типичными параметрами эквивалентных схем показало, что их устойчивость сохраняется при изменении параметров цепей нейтрализации до 20%, однако уже при их 107о-ом разбросе уход резонансной частоты достигал в некоторых случаях 10%. Значительно уменьшался коэффициент усиления при вариациях сопротивлений оконечных нагрузок или параметров согласующих цепей. Отсюда очевидно, что нейтрализованные усилители должны быть снабжены развязывающими устройствами, если оконечные нагрузки тракта, в который они включены, плохо согласованы с этим трактом. Относительно простое решение задачи изоляции нейтрализованного каскада состоит в каскадном соединении с ним на входе и выходе буферных (не нейтрализованных) каскадов, включенных по схеме с ОЭ.

Применение нейтрализации представляется нам экономичным способом реализации узких (~5%) полос пропускания при мягких внешних условиях.

Глава 12

МАШИННЫЕ методы АНАЛИЗА И СИНТЕЗА ТРАНЗИСТОРНЫХ усилителей свч

12.1. МЕТОДЫ ВЫЧИСЛЕНИЯ НАЧАЛЬНЫХ ЗНАЧЕНИЙ ПАРАМЕТРОВ СОГЛАСУЮЩЕ-БЫРАВНИВАЮЩИХ ЦЕПЕЙ И АНАЛИЗА АЧХ НА ЭВМ

Приближенно рассчитать широкополосные усилители можно аналитически без применения эвм. Однако сложность моделей активных и пассивных элементов предопределяет необходимость широкого использования машинных методов анализа и синтеза для решения как аналитических, так и неаналитических - оптимизационных задач. Обобщенный алгоритм такого решения был приведен в гл. 3.

Алгоритмы расчета усилителей различных типов отличаются друг от друга, особенно на этапе анализа и вычисления начальных значений элементов. Приводимые

здесь алгоритмы иллюстрируют разнообразие задач и расчетных методов. На примерах алгоритмов, типичных для синтеза широкополосных усилителей СВЧ *), выясним конкретное содержание обобщенного алгоритма (рис. 7.1). Вначале синтез ограничим этапами вычисления начальных значений элементов пассивных цепей, считая при этом, что требования, предъявляемые к усилителю, сводятся к заданию АЧХ и ее неравномерности. Вопросы машинной оптимизации начальных значений рассмотрим во второй половине этого параграфа.

Основные этапы машинного расчета усилителя с отдельной выравнивающей цепью сводятся -к следующему.

1. Вычисление требуемых коэффициентов отражения на высшей частоте полосы пропускания мв, а также входных и выходных сопротивлений транзистора

r+jx=(l+r* .)/(l-Г* ,), i=l, 2. (12.11)

Аппроксимация этих сопротивлений с помощью элементов R, L, С.

2. Определение элементов входной и выходной цепей простейшего вида, согласующих транзистор на высшей частоте полосы пропускания Мв.

3. Нахождение матриц передач согласующих цепей [й,] на частотах (Оп-

4. Вычисление на частотах Мп матрицы передачи транзистора а, (переход от S-матрицы к -матрице (приложение 4).

5. Нахождение матрицы передачи транзистора, описываемого матрицей каскадного соединения трех четырехполюсников

[b]=[ai] [а] [аг]. (12.2)

6. Расчет коэффициента рабочего затухания этой цепи

\b,. + , + b -\-b

(12.3)

7. Вычисление в заданных точках частотного диапазона требуемого коэффициента затухания выравнивающей цепи

(12.4)

K)-ls,.L/[s,.r

* Эти же алгоритмы можно использовать для анализа зависимостей характеристик усилителей от параметров схемы.



8. Определение элементов выравнивающей цепи, обладающей затуханием L((o ) в заданных точках диапазона ( =1, 2, ..., п), с помощью сравнения требуемых значений затухания с расчетными (табл. 8.1).

Алгоритм машинного расчета усилителя с одной общей согласующе-выравнивающей цепью имеет много общего с только что рассмотренным алгоритмом. Различия связаны с разной методикой выбора начальных значений элементов согласующих и выравнивающих цепей. Как мы видели, при отдельной цепи согласования вначале находят параметры ее элементов, затем АЧХ усилителя с этой цепью и лишь после этого на основании ее частотного хода вычисляют (аналитически) или выбирают (по заранее составленным таблицам) параметры диссипативной корректирующей АЧХ цепи. Процесс оптимизации является здесь необязательным, а лишь уточняющим элементы выравнивающей цепи.

При одной общей согласующе-выравнивающей цепи исходя из условий двустороннего согласования иа высшей частоте полосы пропускания вычисляют лишь ее начальные реактивные параметры, а диссипативные элементы (и уточненные реактивные) становятся известными лишь в результате оптимизации на ЭВМ. Алгоритм машинного расчета усилителя с согласующе-выравнивающей цепью следующий.

1. Вычисление требуемых коэффициентов отражения Гщг, а также входных и выходных сопротивлений транзистора (2.40), (2.41) при условии двустороннего согласования иа частоте ш-

2. Аппроксимация этих сопротивлений простейшими сочетаниями элементов R, L, С. Определение элементов входной согласующей цепи, осуществляющей режим двустороннего согласования иа частоте Юв.

3. Определение начальных реактивных элементов согласующе-выравнивающей цепи.

4. Нахождение матрицы передачи входной согласующей цепи Oi.

5. Вычисление элементов матрицы передачи транзистора а.

6. Расчет элементов матрицы передачи согласующе-выравнивающей цепи \а2\. Эта матрица, записанная в общем виде, должна характеризовать цепь, содержащую реактивные и диссипативные элементы. Начальным значениям последних могут быть приданы нулевые или

ненулевые значения. Матрицы цепей в п. 4-6 вычисляются на ряде дискретных частот, на которых далее и проводится оптимизация.

7. Вычисление элементов матрицы [6]=[ail [а] [ог], описывающей каскадное соединение входной согласую-шей цепи транзистора и выходной согласующе-выравнивающей цепи.

8. Расчет коэффициента рабочего затухания этой цепи.

9. Оптимизация элементов согласующе-выравнивающей цепи.

12.2. МЕТОДЫ ОПТИМИЗАЦИИ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ

В § 12.1 мы ограничились синтезом лишь АЧХ усилителя. Режим и параметры входной согласующей цепи входных каскадов должны выбираться так, чтобы коэффициент шума всей системы был минимальным. Однако это условие может противоречить требованиям, предъявляемым к АЧХ. Та же ситуация возникает, если предъявляются особые требования к уровню допустимого рассогласования на входе и выходе усилителя, допустимой чувствительности к разбросу параметров устройства и внешних нагрузок.

Различие в постановке задачи синтеза (т. е. в требованиях, предъявляемых к усилителю) отражается на этапе оптимизации в выборе целевой минимизируемой функции. Последняя должна включать в себя все минимизируемые параметры. (Очевидно, что все они должны быть предварительно описаны в терминах структурных или бесструктурных моделей, составляющих модель усилителя.)

С вычислительной точки зрения задача выравнивания АЧХ эквивалентна поиску экстремума функции многих переменных, характери-ризующей отклонение оптимизируемой АЧХ от заданной. Сложность решения задачи оптимизации в данном случае обусловлена тем, что минимизируемая (целевая) функция-миогоэкстремаль- Рпс. 12.1




ная (рис. 12.1), а большинство методов поиска экстремума предназначено для поиска локальных минимумов. Для таких методов роль начальных данных (решение первого приближения) существенно возрастает, поскольку в конечном счете от их выбора зависит, к какому локальному экстремуму приведет оптимизация и какова ее скорость. Именно этим обстоятельством оправдано большое внимание, уделяемое в книге выбору начальных значений. Сходимость существенно зависит от того, насколько удачно выбраны вид целевой (минимизируемой) функции и метод оптимизации. Рассмотрим эти вопросы несколько подробнее.

Из постановки задачи вытекает, что наиболее целесообразным видом минимизируемой функции является функция, представляющая собой максимальное отклонение АЧХ F{(pk, fit) от эталонной S(Qi) (внутри заданного диапазона частот fi,):

V{, Qi)=max\WiQi)[F{cpH, fi.)-S(fii)],

(12.5)

где функция F{(ph, fi,) минимизируется по q>h варьируемым параметрам (в данном случае этими параметрами являются L, С, R - элементы пассивных цепей) на дискретных частотах фг.

Поскольку при вариации параметров цепи максимальное отклонение может достигаться на разных частотах, в общем случае минимизируемая функция (12.5) не является аналитической (т. е. имеет разрывные производные). Указанная особенность целевых функций подобного типа препятствует применению классических градиентных оптимизационных методов.

В случае минимизируемой функции вида (12.5) оптимизация проводится на той из частот, на которой ее взвешенное (т. е. умноженное на IF(fii)) отклонение от эталонной максимально; оптимизация на этой частоте осуществляется до тех пор, пока отклонение функции V на этой частоте не станет равным ее отклонению на какое-либо из частот внутри заданного диапазона. Затем процесс оптимизации продолжается на этой последней частоте.

Поскольку оптимизация происходит на частоте, где взвешенное отклонение целевой функции от эталонной максимально, частотам, которым хотят уделить наибольшее внимание, приписывают наибольшие весовые коэффициенты. Наиболее успешен процесс оптимизации тог-278

Да, когда взвешенные отклонения на всех частотах вЫ-равнены с помощью весовых коэффициентов - в этом случае процесс оптимизации чаще переключается с одной частоты на другую.

Другое назначение весовых коэффициентов - введение ограничений на параметры фй, отражающих ограничения физической реализуемости R, L, С и распределенных элементов на СВЧ. С учетом этих ограничений весовые коэффициенты резко увеличивают при выходе какого-либо параметра щ за пределы заданного допуска.

Не менее часто пршйеняется целевая функция, представляющая собой сумму квадратов (или более высоких степеней, см. (9.9)) взвешенных отклонений минимизируемой функции от эталонной:

V(9*..fi.) = 2Vw[(?*. fi,)-S(fi,)] . (12.6)

Функция (12.6) является аналитической, и в этом заключается ее преимущество перед не аналитической целевой функцией (12.5). Существование частных производных функций (12.6) позволяет применять градиентные методы оптимизации, невозможные при не аналитических целевых функциях.

Если оптимизируется несколько характеристик усилителя (например, коэффициенты усиления, отражения, шума), то минимизируемая функция представляет собой сумму целевых функций с весовыми коэффициентами, выбиремыми в соответствии с важностью того или иного параметра:

Hfk< i)=Z2W,{x,)[F,{<e fi,)-s.(fi,)]+

-W,{x,)[F,{f fi,)-S.(fi,)r + ...W7(A:,)IF,(9 fi,)-

-Sp(fi,)r. (12.7)

Удачный выбор целевой функции и весовых коэффициентов во многом решает успех оптимизации. Однако самым важным является выбор оптимальной стратегии поиска. Не рассматривая подробно методы оптимизации (см. [7.32-7.35]), ограничимся лишь некоторыми рекомендациями общего характера, имеющими тем не менее непосредственное отношение к оптимизации характеристик широкополосных усилителей, и кратким описа-



нием идеи некоторых методов, не очень распространен' ных, но хорошо зарекомендовавших себя при решении рассмотренных задач.

Если y-f{x)-многоэкстремальная функция х, то локальные методы оптимизации приведут к минимумам Уи У2, Уз, yi, Уъ при выборе начальных точек вблизи Х\-хь соответственно. Все они, за исключением у^, как видно, являются локальными минимумами и лишь в точке Xi имеется самый глубокий - глобальный минимум. Все локальные методы поиска можно разделить на градиентные методы, в которых спуск производится в направлении, обратном градиенту функции (метод наименьших квадратов, метод Ньютона - Рафсона), либо в направлении, представляющем собой комбинацию градиентов на каждом шаге (метод сопряженных градиентов, метод Флетчера - Пауэла), и методы прямого поиска, в которых решение о каждом последующем шаге оптимизации принимается на основании сравнения значения функции в этой и предыдущей точке (например, метод вращающихся координат и т. д.). В отличие от градиентных методов методы прямого поиска не связаны с вычислением производных и не требуют аналитичности функции. Это существенно, если целевой фунцией является не аналитическая функция Р{щ, Qj) (12.5).

При оптимизации методом вращающихся координат из исходной точки последовательно вдоль каждого из ортогональных направлений (на первом этапе это оси координат) каким-либо способом (например, параболической аппроксимацией) находятся перемещения, соответствующие минимумам функций вдоль этих направлений, а перемещение осуществляется в направлении базового вектора, составляющими которого являются перемещения вдоль каждого из направлений. Затем один из векторов прежней системы координат ориентируется вдоль этого базового вектора, а остальные ортогонально ему и вновь ищется минимум вдоль этих новых направлений. В результате основное продвижение осуществляется вдоль базовых векторов, а ортогональные'к нему направления лишь корректируют продвижение к минимуму. Это особенно важно для овражных функций, когда вращающийся вектор почти точно располагается вдоль оврага и быстро проходит его.

Хотя метод вращающихся координат не гарантирует достижения глобального минимума, практика оптимиза-

ции АЧХ широкополосных усилителей показывает, что этот его недостаток не является решающим. Он окупается относительной простотой метода, не присущей глобальным методам оптимизации; если получено решение, достаточно хорошо удовлетворяющее требованиям, не очень важно, что достигнутый минимум не является глобальным. С другой стороны, успешность применения методов поиска локального минимума решает чаще всего выбор начальных приближений значений. Если на рис. 12.1 начальная точка находится между максимумами, примыкающими к г/4, то вероятность выхода на глобальный минимум 1/4 наиболее высока. Это обстоятельство является одной из двух причин того, что в настоящей работе столь большое внимание уделяется поиску начальных приближений при синтезе различных цепей. (Вторая заключается в том, что начальные приближения сами нередко достаточно точны и их можно использовать для экспериментальной реализации.)

Выбор удачных начальных приближений принципиально менее важен при использовании методов, позволяющих отыскивать глобальный минимум. Тем не менее сильная зависимость затрат машинного времени на оптимизацию от качества начальных приближений делает предпочтительным выбор для этих начальных приближений не тривиальных нулей, а значений, близких к оптимальным. Это особенно важно при оптимизации на малых ЭВМ (например, типа Напри ).

Для поиска глобальных экстремумов при оптимизации функций овражного типа (АЧХ широкополосных усилителей) целесообразно применять поиск, сочетающий случайный поиск и поиск методом вращающихся координат, а также сочетание градиентного и обучающегося случайного поисков.

При последнем методе достигается быстрая сходимость к окрестности минимума или дну оврага и успешное продвижение вдоль этого оврага .

Вопросам машинной оптимизации посвящены работы [12.1-12.3]

12.3. ПРИМЕРЫ МАШИННОГО СИНТЕЗА

И ОПТИМИЗАЦИИ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

В заключение на двух примерах (для одно- и двухкаскадного широкополосного усилителей с согласующе-выравнивающей цепью) продемонстрируем основные этапы машинного расчета и оптимиза-



ции. Машинный расчет параметров согласующих и согласующе-вы-равниваюших цепей этих усилителей выполнен в соответствии с алгоритмом, приведенным в § 12.1, вычисленные параметры использовались в качестве начальных для последующей оптимизации.

Оптимизация одиночного каскада была выполнена на ЭВМ БЭСМ-4 методом, сочетающем градиентный и обучающийся случайный поиск, оптимизация двухкаскадного усилителя - методом вращающихся координат на малой ЭВМ Наири . В первом случае оптимизация проводилась по шести переменным-элементам согласующе-выравнивающей цепи, а в качестве целевой функции использовалось максимальное отклонение оптимизируемой АЧХ от эталонной, во втором случае - по шести переменным для межкаскадной согласующе-выравнивающей цепи и по шести переменным для выходной. Оптимизация в этом случае проводилась в три этапа: на первом этапе эвристическими расчетами на ЭВМ определялись неизвестные начальные значения (в основном диссипативных элементов), на втором - в качестве целевой функции использовалось максимальное отклонение, на третьем - сумма квадратов взвешенных отклонений реальной АЧХ от эталонной.


Рис. 12.2

Усилитель с объединенной диссипативной согласующе-выравнивающей цепью рассчитаем для транзистора № 4 (см. приложение 5, табл. П.8), приняв без уменьшения общности h, h, Ск=0.

Согласуем такой транзистор на частоте (Ob = 0,4(o со стандартной 50-омной линией. Входное и выходное сопротивления транзистора на этой частоте соответственно равны Zbx=0,316-j 0,08, Zbmx= =3,18-j 5,56. Выходное сопротивление аппроксимируем параллельным соединением RC (ri=13, Ci=0,136, ai=l,75), а для согласования используем цепь, изображенную на рис. 9.4,а.

При I Гшах 1=0,2 коэффициент трансформации iC =0,67 (1,5-1-

-lai) при ai=l,75 достаточно близок к требуемому (0,073 вместо требуемого 0,077). Значения элементов согласно (9.4) составляют: 02=0,38; аз=0,188; 04=8; =0,073.

Расчетные соотношения (9.4) предусматривают согласование комплексной нагрузки, активная составляющая которой равна единице. В схеме на рис. 12.2 она составляет 13, поэтому относительные значения реактивных сопротивлений на частоте Шв должны быть соответственно изменены: g,=l -,=0,0770; fc=ai/r,=0,136;

Окончательная фуннс^ Z на снава

Целевая минипанснап фуницир

Руч pan

Началбмя фуницм Окончательная фу/,

1насн1

-V /

0,0012. 0,000 0,020 0,125

Рис. 12.3

0,5 1 1,375 П-

л:2=а2Г1=5,27; 6з=1/азГ1=0,408; X4=ri/a4=l,63 (gi и 6i - активная и реактивная составляющие выходной проводимости собственно транзистора, х^, Ьг, - значения реактивных составляющих согласующей цепи). Такая цепь согласует ri==13 с Гн=0,95 при Гтах1=0,2. Поскольку полученные значения bi, Х{ - начальные, неточная трансформация нагрузки не играет существенной роли.

Расчет входной согласующей цепи, выполненной в виде НЧ фильтра в соответствии с таблицами работы [6.27], приводит к следующему значению элементов: 64=1,2; л;з=0,72; 62=2,16; л:1=0,48 {х\ - табличное значение индуктивного сопротивления плюс емкостная составляющая входного сопротивления транзистора).

АЧХ транзисторного каскада, согласованного иа частоте Юв реактивными согласующими цепями с этими значениями элементов, показана на рис. 12.3. Окончательная оптимизированная структура согласующе-выравнивающей цепи одиночного каскада показана иа




рис. 12.2, а значения реактивных и резистивных элементов, полученных в процессе оптимизации АЧХ, равны: гг=0; г =1,22; =4,195; Х2=3,9; 6з=0.273; 4=0,685, л:4=2,99.

При каскадировании транзисторов возникает задача синтеза межкаскадной согласующе-выравнивающей цепи. Найдем цепь, согласующую выход предшествующего каскада со входом последующего (рис. 12.4) при двух идентичных транзисторах с рассмотренными выше параметрами. Для согласования выберем ту же структуру, что и в первом случае. Последний реактивный элемент (х^ в этой структуре согласующей цепи имеет тот же знак, что и входное сопротивление транзистора (Хвх), поэтому ее можно применить при условии, что расчетное значение л;4>Хвх транзистора.

Требуемый коэффициент трансформации = 0,316/13 = 0,024.

Решая уравнение для /С^ относительно а при I Г^дд = 0,2, находим, что ai=2,51; 02=0,32; аз=0,075, 04=16,48. Значения реактивных сопротивлений межкаскадной цепи (вычисленные при полученных значениях oi... 04 и ri=13), а также входной и выходной цепей приведены в табл. 12.1. Там же отражена динамика последующей оптимизации усилителя, изображенного на рис. 12.4.

Таблица 12.1

Целевая функ-

Параметр

Начальное

Результат руч-

ция, макси-

Окончательное

значение

ного расчета

мальное откло-

значение

нение

0,48

0,48 2,16

2,16

0,72

0.72

0,056

0,045

0,045 i

0,26

4,16

3,57

3,57

2,96

1,02

0,35

0,35

0,378

1,01

1,01

0,684

0,72

13,64

3,13

13,64

20,49 4,68

10

3,047

5,55

5.27

0,0001

Ь,г

Ггг

0,322

0,184

0,077

0,408 0

0,95

0,69

1,45

1,058

0,84

1,63

1000

6,346

5,09

3,219

1,25

Глава 13

МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ И ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ СВЧ *)

13.1. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ СТАНДАРТНЫХ 5-ПАРАМЕТРОВ

Измерению стандартных 5-параметров посвящен ряд работ. Одна из возможных структурных схем измерения приведена на рис. 13.1. Она позволяет измерять модуль и фазу коэффициентов отражения и передачи транзистора. Сигнал вводится в измерительный тракт через направленный ответвитель Н01 или Н04, а выводится через ответвитель Н02 или НОЗ в зависимости от измеряемого параметра. В измерительном тракте предусмотрено два развязывающих аттенюатора. Основной

ног

Рис. 13.1

НОЗ

ной

тракт оканчивается поглощающими нагрузками HI и U2, снабженными блокировочными конденсаторами. Нагрузки согласованы с линией и используются для подачи смещения на транзистор. Переключатели (Я) обеспечивают коммутацию, необходимую для измерения модуля и фазы падающей, проходящей и отраженных волн. В диапазоне 1-4 ГГц эта задача может быть решена

*> Здесь не будем касаться измерения параметров структурных моделей - эквивалентных схем, отсылая читателя к работам [1.6, 1.12. 13.1].



с помощью устанйвки для калибровки аттенюаторов ДК1-5 в сочетании с направленными ответвителями [13.2]. Установка ДК1-5 позволяет сравнивать амплитуды и фазы измеряемого сигнала с сигналом, амплитуда и фаза которого известны.

Техника измерения коэффициентов отражения сводится к сравнению модуля и фазы сигнала при холостом ходе в плоскости транзистора с модулем и фазой коэффициента отражения от транзистора. Коэффициент передачи определяется отношением модулей и разностью фаз проходящих волн при измерении параметров транзистора и калибровке. При калибровке транзистор замещают отрезком регулярной линии. Значения измеряемых параметров определяются как разность показаний на шкалах калиброванных аттенюатора и фазовращателя, которые автоматически компенсируют изменения модуля и фазы, возникающие при переходе от калибровки к измерению [13.2].

Можно показать, что основные погрешности измерения S-параметров обусловлены несогласованностью измерительного тракта и неоднонаправленностью направленных ответвителей. Выражения для расчета этих погрешностей приведены в [2.7].

Значения измеряемых параметров определяют как разности показаний на шкалах образцового аттенюатора и фазовращателя:

ф=фкал- Ризм;

Л[дБ]=Лкал[дБ]-Л„зм[дБ]. (13.1)

Модули составляющих матрицы рассеяния Sij находят как

5г,=апШд(Л[дБ]/20). (13.2)

Измеренные значения S -1 е^* наносят на круговую

диаграмму, руководствуясь следующими правилами:

- при ф>0 отсчет по круговой диаграмме производят против часовой стрелки, при ф<0 - по часовой;

- при выборе точки отсчета 0,25 (короткое замыкание на диаграмме проводимости) точки Su и S22 соответствуют входным и выходным сопротивлениям, при выборе точки ©течете О - входным и выходным проводимостям транзистора (при калибровке измерительной установки по х. х.);

- модули Si2 и S21 наносят на диаграмму, пользуясь шкалой коэффициента отражения Г. При этом для S21 действительный масштаб шкалы Г следует увеличить, приписав внешней окружности значение, большее единицы (например, 10).

Для измерения стандартных S-параметров в диапазоне 1 МГц-1,25 ГГц можно воспользоваться также измерителем комплексных коэффициентов передачи и отражения Р4-11 [13.2]. Схема ВЧ части этого прибора не отличается от приведенной на рис. 13.1. Р4-11-универсальный прибор, позволяющий получать непрерывную информацию о модуле и фазе коэффициентов отражения и передачи в полосе частот на осциллографиче-ском индикаторе.

л


Смеситель

Рис. 13.2

Измерять S-параметры можно и более простыми средствами. Для этого могут быть использованы стандартные измерительные линии. ВЧ часть измерительной схемы при этом также не отличается приведенной на рис. 13.1, однако направленный ответвитель заменен измерительной линией (ИЛ). Смещение подается через емкостную нагрузку или специальную цепь, расположенную вне линии, не влияющую поэтому на точность измерений. Основная трудность при измерении с помощью линии - обеспечение необходимого уровня чувствительности к модулированному ВЧ сигналу, обычно используемому при измерениях. Если улучшить чувствительность с помощью усиления на частоте модуляции не удается, то на выходе зонда линии можно включить усилитель на частоте сигнала. Для этого целесообразно, не разбирая линию, установить на ней отдельную каретку с зондом, заканчивающимся коаксиальным



разъемом. При отсутствии СВЧ усилителя можно применить супергетеродинный метод усиления.

Измерение фаз коэффициента передачи с помощью измерительной линии, на входы которой подаются два сигнала (один ответвленный от падающей волны, а другой-от прошедшей), достаточно громоздко и имеет много источников погрешностей [13.3]. Более прост метод, основанный на модуляции сигнала и фиксировании минимума по эффекту пропадания амплитудной модуляции выходного сигнала смесителя, установленного на выходе зонда измерительной линии (рис. 13.2) [13.4].

13.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ НЕСТАНДАРТНЫХ S-ПАРАМЕТРОВ

Нестандартные 5-параметры содержат полную информацию о режиме двустороннего согласования, наиболее часто используемом в транзисторных усилителях СВЧ. Измерение стандартных 5-параметров не обеспечивает, как правило, достаточной точности режима двустороннего согласования. При измерении нестандартных 5-параметров режим двустороннего согласования осуществляется практически, а аппаратура дает возможность значительно более точно измерить сопротивления транзистора или комплексно-сопряженные с ними сопротивления нагрузок в этом режиме [13.5]. Результатами измерения в этом режиме являются значения коэффициентов прямой Сном1,2пр и обратной Ghomi,2o6p передачи и инвариантного коэффициента устойчивости

1-Ь0,

homt , X nphomt , 2 обр

2Vg:

hOMI , 2 nphoml, 2 обр

Две структурные схемы измерения нестандартных 5-параметров или параметров режима двустороннего согласования изображены на рис. 13.3. Согласование в этих схемах осуществляется с помощью трансформаторов полных сопротивлений Тр1 и Тр2, каждый из которых выполнен в виде конструктивного одиночного емкостного элемента (штыря), имеющего по две степени свободы в вертикальном и горизонтальном направлениях. Перемещая емкостной штырь в вертикальном направлении с помощью микрометрического индикатора, изменяют емкость, а перемещая основание с укрепленным на нем индикатором в горизонтальном направле-288

(13.3)

г

Рис. 13.3

3

д

Никропетрь чечеаний индикатор

ПсиоВание

рг/жи/пште /<01так/т/

е />7ра б б/г/

~ ппоскопараллель-та линии

Рис. 13.4

Петаллизвция

1 г б)

Урвнзистор - с /юлотобыт/

выводат/ --Прободнин

минролслоснобой

линии

Ki/nuCpofffta

т J олостойхов

Напибрпб/а .,нв прахаi?

Рис. 13.5



НИИ, изменяют место его включения в плоскопараллельную жолобиую линию (рис. 13.4).

При использовании схемы на рис. 13.3,а коэффициенты отражения и передачи измеряют с помощью направленных ответвителей. Измерения сводятся к последовательной настройке согласующих трансформаторов на минимум отраженной от транзистора мощности, подаваемой от генератора качающейся частоты свип-генера-тора. При измерении коэффициента отражения на входе транзистора переключатели находятся в положениях / и 3 (рис. 13.3,а), при измерении на выходе - в положениях 2 к 4. После достижения двустороннего согласования методом замещения измеряют коэффициенты передачи в прямом и обратном направлениях (переключатели при этом находятся в положениях /-4 и 2-3 соответственно). Измерения проводят в непрерывном режиме с помощью аппаратуры, реагирующей на модуль и фазу отраженной и проходящей волн. С этой целью удобно, например, использовать установку для проверки аттенюаторов типа ДК1-5 [13.2].

При калибровке установки не требуется разбирать тракт, если согласующие трансформаторы выполнены согласно рис. 13.4. Достаточно лищь извлечь из линии согласующие щтыри, а секцию с транзистором (рис. 13.5,а) заменить отрезком однородной линии той же длины (рис. 13.5,в) (при калибровке для измерения коэффициентов передач). При калибровке на холостой ход (рис. 13.5,6) для измерения коэффициентов отражения достаточно вынуть транзистор.

Заметим, что выполнив калибровку в плоскости / (при распространении слева направо в схеме рис. 13.5), можно измерить входное сопротивление транзистора в режиме двустороннего согласования (сопротивление нагрузки на входе при этом комплексно-сопряжено с измеренной величиной), а выполнив калибровку в плоскости 2, - выходную нагрузку в этом режиме (выходное сопротивление транзистора при этом комплексно-сопряжено с ней). Очевидно, что в первом случае коэффициенты отражения измеряют с транзистором, включенным в линию, а во втором - без него.

Исключив из программы измерений фазы коэффициентов передач, можно обойтись более простой методикой (рис. 13.3,6). По этой методике согласующие емкостные щтыри погружают в стандартные измерительные 2t0

Линии (ИЛ) (например, типа РЗ-1), реализуют с иХ помощью режим двустороннего согласования, а сопротивления измеряют с помощью этих линий. Напряжение питания подается на транзистор через дроссельные секции, имеющие структуры НЧ фильтров. Согласование по этой методике осуществляют в режиме качания частоты с помощью свип-генератора, а измерение - в непрерыв- ном режиме того же генератора.

Результаты рассмотрения техники измерения 5-параметров позволяют сделать следующие выводы.

1. Проблема точности измерений стандартных и нестандартных 5-параметров - проблема качества разъемов и переходов; усилия, затраченные на их отработку, вознаграждаются на последующих этапах разработки усилителя.

2. С увеличением частоты трудности реализации высококачественных коаксиально-полосковых переходов и разъемов возрастают: при р>1,1 предпочтение следует отдать измерению нестандартных 5-параметров, непосредственно используемых для реализации усилителей в режиме двустороннего согласования (см. § 2.5).

3. Априорное знание поведения транзистора в широком диапазоне частот и существование таблиц значений элементов согласующе-выравнивающих цепей во многих случаях позволяют разработать усилитель на основании экспериментальных данных - сопротивлений нагрузок, осуществляющих режим двустороннего согласования, без измерения стандартных 5-параметров. При полном расчете усилителя последние могут быть вычислены из нестандартных [2.6].

4. Измерение стандартных 5-параметров позволяет осуществлять дополнительный контроль, сопоставляя расчетные и экспериментальные значения.

5.Степень соответствия экспериментальных и расчетных характеристик усилителя обычно характеризует уровень измерительной техники.

13.3. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ УСИЛИТЕЛЕЙ

Метод измерения передаточных характеристик усилителя не отличается в основном от методов измерения передаточных характеристик транзисторов (см. § 13.1, 13.2).

19* 291




1 2 3 4 5 6

© 2018 AutoElektrix.ru
Частичное копирование материалов разрешено при условии активной ссылки