Главная Журналы Популярное Audi - почему их так назвали? Как появилась марка Bmw? Откуда появился Lexus? Достижения и устремления Mercedes-Benz Первые модели Chevrolet Электромобиль Nissan Leaf Главная » Журналы » Расчет узкополосных усилителей

1 2 3 4 5 6

При измерении коэффициента усиления многокаскадных усилителей необходимо внимательно следить за уровнем входного сигнала, не допуская вхождения усилителя в режим нелинейного усиления. Насыщение является одной из распространенных причин отличия передаточных характеристик усилителя от расчетных. Уверенность в существовании линейного режима мало-шумящих транзисторов имеется при мощности на выходе усилителя не более 10-*-5-10 Вт.

Для исследования и фиксирования АЧХ целесообразно использовать панорамные измерители коэффициентов стоячей волны типов Р2-32-Р2-45 [13.2], работающие при малом уровне входного сигнала. Верхнюю границу диапазона линейной работы усилителя (динамический диапазон) обычно определяют, измеряя выходную мощность, при которой коэффициент усиления уменьшается на 1 дБ по сравнению с его малосигнальным значением. Эти измерения удобно выполнять, сопоставляя зависимости Рвых=/(вх) для системы источник сигнала - измерительный тракт - приемник с включенным в этот тракт испытуемым усилителем и без него.

При измерении амплитудных характеристик целесообразно применять градуированный по мощности генератор и измерительный приемник, снабженные калиброванными аттенюаторами. Для получения правильных результатов на основной частоте за пределами динамического диапазона в измерительный тракт должен быть включен фильтр, препятствующий прохождению гармоник в приемник. Соответствующие фильтры должны быть предусмотрены при измерении гармоник на выходе усилителя. Увеличивая мощность на входе усилителя, с помощью этих измерений можно определить точку пересечения - точку, в которой мощность основной частоты на выходе усилителя становится равной мощности 2-й (или 3-й) гармоники.

Измерение коэффициента шума СВЧ усилителей выполняют стандартными методами с помощью измерителей коэффициента шума [13.6, 13.7].

Наиболее распространен метод с использованием двух шумовых источников (рис. 13.6). Соотношения для вычисления относительной шумовой температуры ty= =TylTo (и коэффициента шума по результатам измерений) можно найти из условия равенства мощности шума Р на квадратичном детекторе, обеспечиваемого атте-

нюатором на выходе усилителя при попеременном включении двух шумовых источников (например, газоразрядного шумового генератора (ГШ) и холодной нагрузки):

(13.4)

Здесь TiTx - эффективная температура холодной нагрузки (для случая измерения при холодной нагрузке); Qiwx -исходный коэффициент затухания аттенюатора; при включении горячей нагрузки Т,= Тг; а.= = - эффективная температура горячей нагрузки

Генератор шума


Рис. 13.6

(ГШ) И коэффициент затухания того же аттенюатора; 2, G2 - эффективная шумовая температура и коэффициент усиления дополнительного усилителя (преобразователя), включенного между аттенюатором и детектором; Ту, Gy -температура шума и коэффициент усиления измеряемого усилителя. Первый член в (13.4) характеризует шум источника шума (ГШ) и собственно усилителя, второй - шум, связанный с потерями аттенюатора, а третий - шум измерительного усилителя. Соотношения для относительной шумовой температуры и коэффициента шума F имеют вид

У~~п-1

где = Тг/То; п = аг/ах, h = TJTo.

(13.5)



При измерении умеренно Низких значений коэффициента шума транзисторных усилителей в качестве холодной нагрузки обычно используют оконечную нагрузку генератора шума при стандартной температуре290 К, а попеременное подключение к усилителю двух источников шума достигается включением и выключением ГШ. В этом случае относительная шумовая температура холодной нагрузки/х=1.

Следует заметить, что с помощью схемы на рис. 13.6 измеряется коэффициент шума устройства, включенного между источником шума и аттенюатором: при включении аттенюатора после дополнительного усилителя (преобразователя) измеряется суммарный коэффициент шума обоих устройств, а при включении аттенюатора в тракт промежуточной частоты коэффициент шума всего приемника.

Поскольку добавка 1/Gy в (13.5) обусловлена различием показаний измерительного аттенюатора в процессе измерения, она становится равной нулю *), если в качестве измерителя выходной мощности используют не аттенюатор, а индикатор на выходе квадратичного детектора. Однако в этом случае измеряется коэффициент шума всего приемника.

Увеличение точности и упрощение метода измерения коэффициента шума по схеме на рис. 13.6 достигается применением радиометрических методов, и в частности модуляционного метода измерения. В этом случае вначале шкалу индикатора градуируют с помощью калиброванного ГШ, а затем выполняют само измерение. Такой принцип реализован, в частности, в измерителях коэффициента шума типов Х5-5А, Х5-11 [13.2].

Типичной операцией при разработке усилителя является оптимизация его коэффициента шума. В однокас-кадном усилителе она достигается выбором оптимального значения проводимости генератора сигнала. С этой целью между шумовым генератором и измеряемым устройством включают трансформатор полного сопротивления **>. При этом в качестве последующего каскада необходимо применять усилитель с низким коэффициентом шума (либо пользоваться измерителем с компен-

*) В этом случае ty определяется из условия (7у--7х)п=(Гу---f-7г).

**) Удобен трансформатор типа емкостного зонда в плоскоп раллельной линии (рнс. 13.4).

сацией собственного шума измерителя) и поддерживать неизменное усиление в измерительном тракте*.

В многокаскадном усилителе минимальный коэффициент шума при оптимальном шумовом согласовании на входе усилителя обычно не достигается из-за уменьшения коэффициента усиления первого каскада Ghom2 в этом режиме (см. § 5.3). Практически процесс настройки в этом случае сводится к нахождению оптимального сочетания Т^ !, GIhom2, F2 путем оптимизации сопротивления на входе входного и последующего каскадов.

Чтобы оценить меру увеличения коэффициента шума при отклонении проводимости генератора от оптимального, необходимо знать шумовое сопротивление Rm- Его можно определить, экспериментально измерив коэффициент шума при двух значениях Гг. (например при стандартном 0,02 См и оптимальном) и решая (5.24) относительно Rva. Однако постоянная Rm не является инвариантной к преобразованию без потерь, т. е. зависит от наличия у транзистора реактивных элементов и от длины линии между плоскостью транзистора и плоскостью, в которой выполняется измерение. Можно показать [13.8], что постоянная iV=i/?raRe(roj?) инвариантна к указанному преобразованию. Заменив Rm в (5.24) на Л^/Ке(ГоР') получим

min-t- Re (F ) Re Кг

(13.6)

Для определения с помощью этого выражения достаточно измерить коэффициент шума при стандартной и оптимальной нагрузках и коэффициент отражения Г от оптимальной нагрузки в стандартной линии. Постоянная N связана с измеренными значениями Fm\n, /о(Го) и Г| соотношением

Л^=[/=о(Го)-/=шш](1-Г|2)/4Г|2. (13.7)

Если N и YoF известны, выражение (13.6) позволяет найти коэффициент шума транзистора при произвольной проводимости источника сигнала Гг-

Возможные ошибки измерения коэффициента шума обусловлены многими факторами. К важнейшим из них относятся: неточное знание эффективной шумовой тем-

*> Такие вошожностн предусмотрены в приборе Х5-5А.



пературы ГШ; плохие согласование шумовых источников с трактом (приводящее к ошибкам в определении эффективных температур источников и ошибкам из-за изменения коэффициента усиления при переходе от ГШ к холодной нагрузке); плохое согласование измерительного аттенюатора с трактом и погрешности в его градуировке, неквадратичность детектора (при измерении без аттенюатора); помехи и наводки на аппаратуру, в частности помехи, создаваемые импульсной аппаратурой, свип-генераторами, радиосигналами; наличие па-, разитных неучтенных каналов приема.

На последнем факторе следует остановиться подробнее. Дело в том, что в оптимально спроектированном приемнике полоса пропускания должна быть согласована с полосой сигнала. Поэтому в приемнике, предназначенном для приема сигналов в полосе Д/ (от fo-Д 2 до fo+Afl2) наличие других полос пропускания (например, в супергетеродинном приемнике зеркальной /о+2/пч при /о</г, расположенной симметрично частоте гетеродина /г) приводит к несогласованности полосы пропускания с полосой сигнала и к ухудшению коэффициента шума. При измерении коэффициента шума в приемнике с зеркальным каналом измеренный коэффициент шума является двухканальным *) (радиометрическим **5) и в случае равного усиления в прямом и зеркальном каналах ухудшение коэффициента шума при одноканальном приеме составит 3 дБ Для предотврашения этого ухудшения между усилителем и преобразователем должен быть включен режекторный фильтр на зеркальную частоту.

В заключение следует сказать, что входная цепь транзистора должна быть надежно заземлена с помощью непосредственно заземленных индуктивной катушки или дросселя, если методика измерения коэффициента шума предусматривает подачу высокого напряжения на ГШ без отключения ее от входной цепи транзистора. Невыполнение этого требования обычно приводит к выходу транзистора из строя Частые выходы транзисторов из строя при измерении коэффициента шума объяс-

*> Если в измерительном канале отсутствует фильтр на зеркальной частоте

**> Поскольку при приеме сплошного спектра в радиометрических приемниках зеркальный сигнал не является паразитным,

няются пробоем jo-n-переходов при воздействии на НИХ помехи с широкополосным искровым спектром, возникающим в момент включения и выключения ГШ.

13 4. экспериментальные методы исследования устойчивости

Экспериментальные методы исследования устойчивости включают в себя определение границ частотных областей безусловной устойчивости, границ устойчивости, обнаружение самовозбуждения и поиск путей его устранения.

Рис 13 7

Определение областей безусловной устойчивости сводится к измерению частотной зависимости инвариантного коэффициента устойчивости /((w) (см. рис. 3.11). Поскольку реализация Ghomi г возможна лишь при К>\, измерение начинают на частотах, где К>\. Несколько точек зависимости К{(л) позволяют найти граничную частоту согрь на которой /(=1. Следует помнить, что в непосредственной близости от этой точки измерения могут быть недостоверными из-за высоких значений коэффициента трансформации, связанных с ними потерь и возможной регенерации в окрестностях этой частоты при К<\.

Границы устойчивости, т. е области нагрузок, при которых вещественная часть проводимости на противоположных клеммах транзистора отрицательна, могут быть определены по схеме на рис. 13.7. Постепенно погружая емкостной зонд в плоскопараллельную линию, включенную на выходе транзистора *>, и перемещая его

*> Две точки окружности неустойчивости можно получить, изменяя положение короткозамыкателя в выходной линии транзистора



ЁДоль этой линии, можно зафиксировать те его, положения, при которых входной коэффициент отражения становится равным единице. Для определения окружности неустойчивости во входной плоскости транзистора аналогично измеряют коэффициент отражения на выходе транзистора.

Самовозбуждение внутри полосы пропускания усилителя (при К<1) обычно имеет мягкий характер и легко обнаруживается с помощью свип-генератора, так как генерации предшествует значительный рост усиления и уменьщения полосы пропускания.

Самовозбуждение вне полосы пропускания обнаружить значительно сложнее. Сам факт паразитной генерации индицируют по изменению тока коллектора в момент самовозбуждения (либо по нестабильности коллекторного напряжения, индицируемой цифровым вольтметром). Более надежно обнаружение паразитной генерации с помощью чувствительного индикатора - детектора с гальванометром, включенных на выходе или входе усилителя. После обнаружения факта генерации желательно определить ее частоту. С этой целью между усилителем и детектором включают плоскопараллельную линию с емкостным зондом и, перемещая последний, определяют периодичность в изменении тока детектора. Очевидно, что длина волны паразитного сигнала равна удвоенному расстоянию между максимальными (или минимальными) показаниями стрелки индикатора. Контрольные измерения частоты паразитной генерации можно выполнить анализатором спектра.

13 5. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ МЕТОДЫ И ТЕХНИКА РЕАЛИЗАЦИИ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Чем более полную информацию о транзисторах и пассивных элементах имеет разработчик, тем точнее может быть выполнен расчет и тем больше вероятность того, что экспериментальные характеристики усилителя -будут соответствовать расчетным. По тем или иным причинам такая предварительная информация иногда отсутствует, и тогда центр тяжести разработки переносится на эксперимент.

Однако и в этом случае можно наметить четкую последовательность этапов разработки. Стремление не проводить некоторые из этих этапов с целью выиграть вре-298

мя обычно приводит лишь к удлинению сроков разработки и ухудшению ее качества.

Первым этапом после выбора транзистора, схемы включения, материала подложки и схемы смещения является реализация одного каскада усилителя. С этой целью должны быть измерены характеристики Gbomi,2= ={&), /С=/(о)). При правильном выборе транзистора верхняя частота полосы пропускания находится в области безусловной устойчивости, и на этой частоте необходимо измерить комплексные сопротивления или, что то же, коэффициенты отражения, реализующие режим двустороннего согласования и коэффициент усиления в этом режиме (см. § 13.2). Эти сопротивления необходимо затем реализовать на подложке разрабатываемого каскада. При этом знание Ghoni,2, предварительно измеренного с помощью трансформаторов полных сопротивлений, показывает тот предел, к которому следует стремиться в процессе разработки каскада, а знание Тгт и Оном1,2(ш) позволяет найти элементы согласующих и выравнивающих цепей. Если даже сопротивления измерены неточно, их можно рассматривать как нулевые приближения, оттолкнувшись от которых можно разработать усилитель быстрее и квалифицированнее, чем вслепую (без предварительных измерений методом проб и ошибок).

Следующим этапом при раздельных согласующих и выравнивающих цепях является измерение коэффициента усиления транзистора с согласующей цепью и выбор выравнивающей цепи на основе результатов этих измерений*. При объединенной согласующе-выравнивающей цепи подъем АЧХ на Шв и ее выравнивание в диапазоне осуществляется последовательным приближением к искомой характеристике.

Не лишне обратить внимание на то, что начальная АЧХ каскада (без согласующих цепей) должна быть монотонной с подъемом в сторону низких частот, а НЧ согласующая цепь не должна изменять монотонности АЧХ. Изломы, разрывы, паразитные резонансы, узкополосные выбросы АЧХ свидетельствуют о наличии плохих контактов, трещин в подложке или о самовозбуждении.

В процессе реализации усилителя с неточными начальными данными обычно требуется его подстройка.

Методы расчета ЭТИХ цепей обсуждались в гл. 8.



Усилители в микрополосковой исполнении подстраивать труднее, чем традиционные объемные усилители, однако некоторые способы их подстройки привести можно.

Индуктивность планарных катушек можно изменять перемыканием витков спирали, а параллельную емкость планарного конденсатора - подключением дополнительных конденсаторов к основному или применением полупеременных конденсаторов.

Изменение номиналов навесного индуктивного элемента достигается изменением либо его длины {- ! нГ/мм), либо самоиндукции проводника той же длины при изменении ее формы. Подбор нужных емкостей навесных конденсаторов облегчается их предварительной калибровкой с использованием их разброса в пределах одного номинала. Наконец, удобным приемом пбдстройки согласующих и выравнивающих цепей является компенсация в малых пределах избыточной емкости индуктивностью вводов.

Перечисленные способы применяются главным образом при начальной регулировке цепей усилителя, т. е. в процессе их экспериментальной отработки. Чем тщательнее отработан усилитель, тем меньше подстроек требуют макеты при тиражировании в процессе серийного изготовления.

Дальнейшим этапом разработки является создание многокаскадного усилителя. При условии, что отдельные каскады содержат диссипативные элементы и имеют малые коэффициенты отражения по входу и выходу, объединение каскадов в многокаскадный усилитель не является серьезной проблемой. Чаще всего здесь бывает достаточна незначительная подстройка для выравнивания АЧХ.

Усилитель может быть собран из каскадов, каждый из которых выполнен и предварительно подстроен на отдельных платах. После этого каскады устанавливают на общее основание и соединяют перемычками. Можно также создавать многокаскадный усилитель с топологией, повторяющей топологию одного каскада на единой подложке. Достоинства и недостатки каждого метода очевидны.

При реализации усилителя на транзисторных парах в качестве элементарного каскада следует рассматривать два транзистора, а перечисленные измерения 300

(Ghomi 2, К, Г, г) проводить применительно к ним. Такой подход не исключает, однако, простейшего межкаскадного согласования внутри пары.

Глава 14

СРАВНИТЕЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ

14.1. ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ

В зависимости от области применения усилители можно классифицировать следующим образом: малошу-мящие усилители, используемые во входных устройствах (в том числе с большим динамическим диапазоном), универсальные линейные усилители различного назначения (в том числе измерительные усилители), усилители промежуточной частоты, линейные усилители с повышенной выходной мощностью.

Транзисторные усилители для перечисленных областей применения освоены в настоящее время в диапазоне 0,25-6 ГГц (в многооктавных усилителях нижняя граница полосы пропускания иногда расширяется до 1 МГц). Приведем средние и граничные значения параметров современных усилителей. Коэффициент усиления 15-40 дБ; полоса пропускания - октава в широкополосных усилителях, 4-10% в узкополосных; неравномерность АЧХ ±1 дБ; коэффициент шума 1,5-3,5 дБ в диапазоне 0,25-1 ГГц, 2-5 дБ в диапазоне 1-3 ГГц, 4-8 дБ в диапазоне 3-6 ГГц; линейность усиления, оцениваемая по уменьшению выходной мощности на 1 дБ, сохраняется до мощностей 0,1-10 мВт; динамический диапазон 80-100 дБ при Д/=1 МГц, уровень перекрестных искажений -(20 ... 30) дБ относительно уровня основного сигнала.

В интервале температур окружающей среды -50... . . . -f70°C максимальный уход коэффициента усиления в усилителях СВЧ не превышает обычно 0,04 дБ/град, а его долговременная стабильность ±0,5 дБ.

В зависимости от области применения улучшаются те или иные из перечисленных характеристик. Так, в малошумящих усилителях, предназначенных, в частности, для применения во входных каскадах малошумящих



приемников требуется экстремально низкий уровень шума. Поэтому в них применяются малошумящие транзисторы при сниженных значениях коллекторного тока. Ценой уменьшения коэффициента шума является уменьшение коэффициента усиления или увеличение числа каскадов всего усилителя. Коэффициент усиления входного усилителя устанавливается обычно таким, чтобы добавка шума последующего устройства к шуму входного усилителя была незначительной Во входном усилителе, предназначенном для работы в супергетеродинном приемнике с учетом характеристик современных смесителей это достигается при коэффициенте усиления 13- 15 дБ. Усилители, предназначенные для использования в приемниках прямого усиления, должны иметь значительно большие коэффициенты усиления (60-80 дБ). При таких больших значениях коэффициента усиления, недетерминированности нагрузок и широкой полосе пропускания применение диссипативных выравнивающих цепей в таких усилителях представляется необходимым.

В усилителях с повышенной выходной мощностью в оконечных каскадах должны использоваться транзисторы средней мощности. Палиативным решением является суммирование мощности с помощью балансных каскадов или включения нескольких транзисторов в параллель.

Усилители с большим динамическим диапазоном должны сочетать малошумящие транзисторы во входных каскадах с транзисторами средней мощности в выходных. Особое внимание при этом должно быть уделено исключению нелинейных искажений в предоконечных и оконечных каскадах. С этой целью диссипативные выравнивающие цепи в таких усилителях должны включаться в промежуточных каскадах. В оконечных каскадах наиболее эффективно использование транзисторов с большим коллекторным током (- 100 мА) включенных по схеме с ОЭ. Усилители с такими транзисторами имеют линейный участок амплитудной характеристики до 300 мВт. В выходных каскадах усилителей этого типа возможно применение и транзисторов средней мощности при включении с ОБ, однако при этом возникают проблемы, связанные с широкополосностью и каскадированием

По условиям применения следует различать лабораторные усилители и усилители, предназначенные для работы в промышленной аппаратуре. Последние по услр-302

виям эксплуатации должны сохранять свои характеристики в широком диапазоне внешних температур, хотя границы этого диапазона могут значительно различаться. С этой целью цепи, стабилизирующие рабочую точку, должны выбираться в таких усилителях особенно тщательно. Эти усилители должны быть устойчивыми по отношению к внешним воздействиям (вибрациям, ударам, изменению температуры, повышенной влажности, изменению напряжений источников питания). Усилители, выполненные по тонкопленочной гибридной технологии, содержащие транзисторы в негерметичных корпусах, должны быть, кроме того, герметизированными.

Теперь перейдем к сравнительной оценке различных схемных решений. При этом остановимся лишь на тех из рассмотренных ранее вариантов, которые представляются наиболее перспективными.

14.2. СХЕМНЫЕ РЕШЕНИЯ И ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Усилители с относительной полосой пропускания 0,2<Af o<0,7. В левой части рис. 14.1 показаны варианты этих схем на сосредоточенных элементах, в правой- усилители с сосредоточенно-распределенными элементами. Это схемы: с простейшей согласующей цепью типа НЧ фильтра и простейшей выравнивающей цепью типа одиночного контура (рис. 14.1,о), с простейшей согласующей цепью и диссипативной выравнивающей П-образной цепью (рис. 14.1,б|), с реактивной согласующей частично выравнивающей цепью, дополненной * диссипативным выравнивателем*) (рис. 14.1,6)) и с нерезонансной реактивной выравнивающей цепью (рис. 14.1,г). На рис. 14.1,5 показаны каскадная схема с согласующей и выравнивающей цепями на выходе и схема балансного усилителя. На рисунках изображен лишь один каскад каждой из схем; поскольку в каждом из них реализован режим двустороннего согласования, многокаскадный усилитель образуется включением однотипных каскадов **1

*> Схема с комбинированной выравнивающей цепью. **> Входные каскады на рис. 14 1 не показаны.



Hl-o

-II-1

H-1-

i -L -L ±

HZZb-of

00 4

HI-о

в

Рис. Ш

H-1-

BxoS о-1

Выход



Все схемы на рис 14.1 могут быть реализованы в полосе пропускания до одной октавы (70%), схема, изображенная на рис. 14.1,0 с выравнивающей цепью типа одиночного контура, - в полосе 30 ... 407о-

Расчет элементов схем содержится в соответствующих разделах книги: простейщих согласующих цепей в § 6.5, 8.2, согласующих цепей с распределенными постоянными в § 6.6, выравнивающих диссипативных цепей в § 8.1, усилителей с диссипативными элементами в § 8.2. Таблицы элементов комбинированных выравнивающих цепей (рис. 14.1,в) и элементов реактивных нерезонансных выравнивающих цепей (рис. 14.1,г) приведены соответственно в § 8.4 и 8.2. Значения элементов всех приведенных схем могут быть определены, таким образом, с помощью простых соотношений или таблиц. Для быстрого приближенного расчета согласующих цепей удобны диаграммы проводимости.

Расчет элементов Т-образного выравнивателя проще. Чем П- и Г-образных, однако экспериментальная отработка последних несколько проще.

Начальной информацией для всех расчетов является знание сопротивлений нагрузок, реализующих режим двустороннего согласования. Техника измерения этих нагрузок описана в § 13.2.

Усилители с диссипативными выравнивателями (особенно П- и Т-типа) характеризуются высокой устойчивостью и легко каскадируются, их следует рекомендовать для применения в многокаскадных усилителях с высоким коэффициентом усиления (Сном>20дБ). Устойчивой работы усилителей с реактивными выравнивателями удается достигнуть далеко не всегда, она должна тщательно контролироваться.

Частотная область применения схем на сосредоточенных элементах колеблется от 1 до 5 ГГц в зависимости от линейных размеров, значений номиналов и паразитных параметров применяемых элементов. Так, у конденсаторов К10-9, К10-17 1-го типоразмера паразитная индуктивность -10- Г, а резонансные частоты номиналов 2, 10 и 100 пФ соответственно 3,5; 1,5 и 0,5 ГГц, что необходимо учитывать при выборе номиналов. Очевидно также, что конденсаторы больших номиналов утрачивают блокирующие свойства с повышением частоты (на частоте выше резонансной они имеют индуктивное сопротив.-ение) Электрическая длина та-

ких конденсаторов на частоте 5 ГГц значительна (0,03?.), поэтому лишь не соизмеримые с длиной волны отрезки проводников и резисторов могут рассматриваться как сосредоточенные.

Распределенные аналоги сосредоточенных элементов в правой части рис. 14.1 образованы заменой индуктивных и емкостных элементов короткозамкнутыми и разомкнутыми шлейфами соответствующей длины (см. § 9.5), а параллельных резонансных контуров - четвертьволновыми к. 3. шлейфами. Последовательные резонансные контуры диссипативных выравнивателей остаются сосредоточенными, практически они могут быть реализованы в виде навесных конденсаторов с паразитными индуктивностями вводов.

Различные способы подачи питающих напряжений на транзистор также зависят от диапазона частот. Так, область применения схем смещения с обратной связью по постоянному току (рис. 14.1,0, б) ограничена относительно низкими частотами. На частотах, более высоких чем 1-2 ГГц, рекомендуется применять схемы с непосредственным заземлением эмиттера и обратной связью по напряжению (рис. 14.1,г). Цепи смещения схем с сосредоточенно-распределенными элементами также содержат четвертьволновые разомкнутые и к. з. шлейфы для предотвращения потерь сигнала в этих цепях (к. 3. в точке о и X. X. в точке Ъ на рис. 14.1,г). Широкополосность таких цепей * может быть увеличена с помощью последовательного включения 7?2,-цепочки в разрыв шлейфа в точке Ь. Для предотвращения НЧ колебаний в точке а цепи смещения включен развязывающий конденсатор (С=10~® Ф).

Расчет цепей с распределенными элементами более трудоемок, чем с сосредоточенными (см. § 9.5), прямая замена сосредоточенных элементов распределенными не i всегда возможна, строгие методы не всегда приводят jf к реализуемым цепям; здесь часто более эффективен эвристический подход с использованием метода проб и ошибок. Широкополосные усилители на сосредоточенных элементах всегда более компактны, а их электрические характеристики в диапазоне 1-3 ГГц обычно не уступают характеристикам усилителей с распределенными эле-

*> В этом случае они участвуют р Формировании АЧХ вместе с выравнивающими цепями, у г f мссас



-опт .

г

т

4ZZhH

i й

<s5

Рис. 14.2

ментами В этой связи, по мнению автора, не следует применять распределенные цепи в усилителях диапазона 1-3 ГГц, если на это нет серьезных причин В диапазоне выше 3 ГГц предпочтительнее использовать распределенные цепи.

Сверхширокополосные усилители (Л /о>0,7). 1еко-мендуемые усилители этого типа представлены на

рис. 14.2,0-е.

На рис. 14.2,0 изображен каскад усилителя с разделенными согласующей и выравнивающими цепями, на рис 14 2 6 -с объединенной согласующе-выравнивающей цепью, на рис. 14.2,в -без согласующих -депей.

*> Например, для уменьшения шума во входных цепях,

Элементы этих схем табулированы в § 8.3 и 9.3 соответственно, расчет Т-образного выравнивателя приведен в § 8.1. Эти схемы можно рассматривать как сверхширокополосные модификации схем 14.1,о-в. Расширение полосы согласования достигается увеличением числа реактивных элементов в первой схеме и включением диссипативных элементов во второй. Достоинством обеих схем является простота расчета, высокая устойчивость и простота каскадирования, являющиеся следствием включения в состав схемы диссипативных элементов, а также подавление усиления вне расчетной полосы на низких частотах. Хотя схеме с частотно-зависимой обратной связью (рис. 14.2,г) эти достоинства не присущи, она также иногда применяется для усиления в широкой полосе частот.

Подкласс многооктавных усилителей (отнесем сюда усилители с полосой пропускания более двух октав) относится к классу сверхширокополосных. Элементы всех схем, изображенных на рис. 14.2, (кроме схемы на рис. 14.2,о), могут быть выбраны таким образом, чтобы обеспечивалось перекрытие по диапазону более чем 4: 1 (четыре октавы). Однако, как правило, это приводит к уменьшению усиления в ВЧ области (физически это понятно, для расширения полосы пропускания в НЧ область в схеме на рис. 14.2,6 следует увеличить ri и уменьшить Г2, т. е. ввести потери на высокой частоте).

Пример расчета и машинной оптимизации многоок-тавного усилителя приведен в § 12.3, примеры расчета многооктавных выравнивателей Т-типа в § 8.2.

Все или почти все схемы широкополосных транзисторных усилителей, исследованные в гл. 12, 13, были реализованы на практике и описаны в литературе. Некоторые из них рассмотрим здесь для иллюстрации изложенных ранее принципов построения усилителей. Так, принцип формирования АЧХ с помощью одной согласующе-выравнивающей цепи был воплощен в сверхширокополосном усилителе с выходной мощностью 10 мВт на транзисторах ГТ-612 с коэффициентом усиления 22± + 1,5 дБ в полосе пропускания 1 МГц-1 ГГц, предназначенном для повышения чувствительности СВЧ осциллографа [14.1].

На рис. 14.3,о приведена принципиальная схема одного каскада усилителя. Каскад содержит транзистор (ГТ612), включенный по схеме с ОЭ, и относительно



сложную межкаскадную цепь, согласующую малое входное сопротивление транзистора с относительно большим выходным и выравнивающую АЧХ в широком диапазоне частот. Начальные значения реактивных элементов этой цепи определены по методике, приведенной в § 9.1. На самых низких частотах полосы пропускания на форму АЧХ влияют также развязывающие цепи. Усилитель состоит из четырех идентичных каскадов. Он выполнен на микрополосковой несимметричной линии, в которую включены бескорпусные транзисторы на керамической подложке и пассивные сосредоточенные элементы.


10 ЮнГ

Н1-Г

ЮнГ

L 1

а---

Рис. 14 3

На верхней частоте полосы пропускания усилитель согласован со стандартным характеристическим сопротивлением (50 Ом). С понижением частоты коэффициент стоячей волны на выходе и входе усилителя увеличивается, не превышая в полосе частот р=3. Коэффициент усиления усилителя составляет 22 дБ при неравномерности +1,5 дБ в диапазоне частот 1-1000 МГц 3W

(кривая / на рис. 14 3,6). Усилитель имеет линейную амплитудную характеристику вплоть до выходной мощности 10 мВт и линейную фазовую характеристику в рассматриваемом частотном диапазоне. Коллекторный ток каждого транзистора 20 мА, общее потребление энергии 2 Вт.

Сочетание четырехкаскадного усилителя с входным двухкаскадным усилителем позволило увеличить усиление до 33±3 дБ без сужения полосы пропускания (кривая 2 на рис. 14.3,6).

и 1

Рис. 14.4

8 О

11=0,08 нГ

г

/0,0

0,02

li=0,01nr Oi=0

o.ff

1.0 АГГЦ

Описанный усилитель был использован в качестве предварительного усилителя канала вертикального отклонения СВЧ осциллографа с электронно-лучевой трубкой бегущей волны типа 10ЛО101М, имеющей чувствительность 0,7 В/мм в полосе частот 0-1,5 ГГц.

Экспериментальная методика реализации усилителя с разделенными согласующими и выравнивающими цепями описана в [7.20]. Неоднократно были реализованы Практически широкополосные усилители с цепями об-




1 2 3 4 5 6

© 2018 AutoElektrix.ru
Частичное копирование материалов разрешено при условии активной ссылки