Одной из важнейших характеристик резисторов является допустимая мощность рассеяния, которая зависит от теплопроводности материала подложки и площади резистивной пленки. Для резистора, выполненного на поликоровой подложке толщиной 1 мм, при температуре подложки 70...80°С удельная мощность рассеяния составляет 5... 10 Вт/см. Чтобы избежать локальных перегревов, резисторы обычно проектируют на мощность рассеяния около 0,5 Вт. При большей мощности рассеяния применяют распределенные резисторы либо резисторы в виде сектора или трапеции (рис. 2.12).

Резисторы, служащие согласованными нагрузками СВЧ, включаются между подводящей линией и короткозамыкателем. Короткое замыкание осуществляется через металлизированное отверстие в подложке или через металлизированную торцевую поверхность платы. Иногда в качестве короткозамыкателя при-

Рис. 2.12. Варианты пленочных резисторов повышенной мощности рассеяния

Рис. 2.13. Согласованная нагрузка в виде резистора сс - шлейфом

Рис. 2.14. Общий вид ниточного резистора:

/ - резистор; 2 - контактная площадка; 3 - подложка

Рис. 2.15. Конструкция таблеточного резистора:

/ - резистор; 2 - подложка; 3 -~ контактная пластина

меняется разомкнутый шлейф длиной /=Л/4 (рис. 2.13). В заданной полосе частот требуемое качество заземления может быть обеспечено параллельным включением нескольких шлейфов разной длины.

В микроэлектронных устройствах СВЧ используются также различные навесные малогабаритные резисторы: ниточные, таблеточные, в форме параллелепипеда. Ниточные резисторы имеют малые линейные размеры и достаточно просто устанавливаются в схему (рис. 2.14). Они применяются на частотах до 3 ГГц. Таблеточные резисторы имеют форму кругового цилинд-

жимо малы. При 8>100 нагруженная добротность резонатора .зависит только от диэлектрических потерь [13]:

Qn-l/tgS (2.12)

и может достигать нескольких тысяч. Преимуществом диэлектрических резонаторов являются малые габариты. Так, при е=100

Рис. 2.28. Разновидности объемных диэлектрических резонаторов

длина волны в резонаторе Л=Х/Ке = 0,1Х и его размеры оказываются на порядок меньше длины волны.

Применение керамики термостабильных марок позволяет создавать резонаторы с температурным коэффициентом частоты (ТКЧ) не более 10-* К .

§ 2.3. Устройства возбуждения линии передачи, переходы, короткозамыкатели

Устройства СВЧ функционально и конструктивно организованы в блоки. Связь между ними и измерение их параметров осуществляются с помощью стандартных коаксиальных или волно-водных линий передачи. Соединение МПЛ с коаксиальной линией или волноводом обеспечивается переходами. В измерительной аппаратуре необходимы хорошее согласование, малые потери, универсальность, быстрое и надежное соединение. Для переходов модулей СВЧ, кроме того, желательны малые габариты, устойчивость к климатическим и механическим воздействиям, герметичность, простота изготовления и низкая стоимость.

Классифицировать переходы можно по типам соединяемых линий, например различают коаксиально-полосковые, волновод-но-полосковые переходы, переход от микрополосковой к щелевой линии и т. д.

Чаще всего для соединения модулей применяется коаксиальный кабель. Соединение коаксиального тракта с МПЛ можно выполнить двумя способами: через коаксиально-полосковый переход- переходную секцию, имеющую коаксиальный вход и полосковый выход, - или непосредственным соединением жилы кабеля с проводником - прямой кабельный ввод. Коаксиально-полосковый переход получил более широкое распространение по сравнению с прямым кабельным вводом.

Конструктивно коаксиально-полосковые переходы различаются по взаимному расположению осей коаксиального кабеля и проводника, виду полосковой линии, с которой он соединяется, типу переходного участка, конструкции соединения с полосковой линией. Жила кабеля и проводник могут быть соосными (аксиальное, торцевое соединение) и перпендикулярными. Соосный переход (рис. 2.29) меньше, чем перпендикулярный, искажает

Рис. 2.29. Конструкция соос-иого коаксиальио-полоско-

вого перехода: / - центральный проводник коаксиальной линии; 2 - полосковый проводник; 3 - подложка, 4 - основание

Рис. 2.30. Перпендикулярный коаксиальио-полоско-вый переход:

/ - штырь, 2 - подложка, 3 - диэлектрическая втулка. 4 - шлейф. 5 - центральный проводник коаксиальной линии

структуру поля и, следовательно, является более широкополосным. Однако если волновые сопротивления и размеры коаксиальной и МПЛ сильно отличаются, то используются перпендикулярные переходы (рис. 2.30). Согласование в таких переходах осуществляют, подбирая диаметр соединительного штыря 1, проходящего через подложку 2, и размеры коаксиальной диэлектрической втулки 3. Иногда для улучшения согласования удаляют диэлектрик вокруг штыря. Требуемое согласование может быть достигнуто также подключением разомкнутого или короткозамкнутого шлейфа 4 к точке соединения штыря перехода и МПЛ. Настройку осуществляют, изменяя длину шлейфа. Длина разомкнутого шлейфа равна примерно половине длины волны; длина короткозамкнутого шлейфа составляет приблизительно четверть длины волны.

Возбуждение щелевой линии можно осуществить с помощью прямого кабельного ввода (рис. 2.31). Жила коаксиального кабеля соединяется с одной металлической плоскостью щелевой линии, а кабеля - с другой .

Рис. 2.31. Коакснальио-ще-левой переход:

1 - центральная жила коаксиальной лнинн; 2 - металлизация; 3 - подложка

Волноводно-полосковые переходы применяются в основном в диапазонах сантиметровых и миллиметровых длин волн. Переходы с соосным возбуждением имеют минимальные отражения ввиду отсутствия изгибов передающего тракта. Широкую полосу пропускания имеют параллельные волноводно-полосковые переходы с гребенчатым П- или Н-образным волноводом. Пере-

Рнс. 2.32. Волиоводно-полосковый переход:

/ - прямоугольный волновод; 2 - переход с прямоугольного волновода на П-образный; 3 - ступенчатая вставка П-образного волновода; 4 - диэлектрический винт; 5 - контактный язычок: 6 - МПЛ

ход с П-образным волноводом показан на рис. 2.32. К выходу гребенчатого перехода, имеющего соответствующее волновое сопротивление, непосредственно подключается МПЛ, что обеспечивает минимальную переориентацию поля. Плавный или ступенчатый гребенчатый переход реализует в диапазоне рабочих частот выбранный закон согласования: равноволновый (чебышевский) или максимально плоский (баттервортовский).

/ 3 2

1 I I

Рис. 2.33. Волиоводно-полосковый переход Рис. 2.34. Переход между с зондом: МПЛ

/ - металлический зонд; 2 - диэлектрическая подложка; 3 - проводник МПЛ; 4 - короткозамкнутый шлейф; 5 - короткозамыкающнй поршень

Параллельный переход от волновода к МПЛ может быть Выполнен на основе зонда с шариком на конце (рис. 2.33). Стенка волновода является одновременно заземленным основанием ; МПЛ. Согласование такого перехода осуществляется подбором

диаметра зонда и отверстия в стенке волновода, а также длины короткозамкнутых шлейфов, один из которых выполнен на диэлектрической подложке, а другой представляет собой участок волновода с регулируемым короткозамыкателем.

Переход между МПЛ, находящимися в двух разных плоскостях, показан на рис. 2.34. Полосковые линии нанесены на диэлектрические подложки, соединенные друг с другом заземленными плоскостями. Связь между МПЛ осуществляется с помощью полуволнового резонатора на щелевой линии, которая реализована на общей заземленной пластине. Микрополосковые линии 1 и 2

Рис. 2.35. Переход от МПЛ к щелевой линии

Рис. 2.36. Соединение двух МПЛ с помощью перемычки из металла

МПЛ оканчивается четвертьволновым разомкнутым шлейфом, а щелевая линия - короткозамкнутым четвертьволновым шлейфом. В полосе частот 30% такой переход имеет коэффициент стоячей волны по напряжению (/Сети) не выше 1,1.

Соединение двух МПЛ, находящихся в одной плоскости на разных подложках, выполняется с помощью перемычки из металлической проволочки или ленты из фольги, которая припаивается или приваривается к проводникам линии (рис. 2.36). Влияние неоднородности, образуемой зазором между подложками, компенсируется увеличением ширины перемычки, что позволяет сохранить постоянное волновое сопротивление линии.

Короткозамыкатели микроэлектронных устройств СВЧ применяют для заземления симметричных и несимметричных МПЛ в конструкциях резонаторов, фильтров и т. п. Короткое замыкание МПЛ может выполняться с помощью винтов (рис. 2.37), по торцу (рис. 2.38), через отверстие или щель (рис. 2.39). Заземление несимметричной МПЛ можно осуществить через отверстие в подложке либо применяя разомкнутые четвертьволновые шлейфы.

ГЛАВА 3

УСТРОЙСТВА СВЧ

Рис. 2.37. Реализация короткого замыкания с помощью винтов:

/ - подложка; 2 - шайба; 3 - винт

Рис. 2.38. Реализа-пия короткого замыкания по торцу подложки:

1 - металлизация; 2- проводник МПЛ: 3- подложка, 4 - скобка

Рис. 2.39. Выполнение короткого замыкания через отверстие:

/ втулка из металла; 2 - подложка, 3 - металлизация, 4 - проводник МПЛ

перпендикулярны резонатору 3 и оканчиваются четвертьволновыми разомкнутыми шлейфами. Возбуждение МПЛ на противоположной стороне платы производится составляющей магнитного поля, направленной вдоль резонатора.

Шлейфный переход от МПЛ к щелевой линии показан на рис. 2.35. Линии располагаются под прямым углом, причем

§ 3.1. Направленные ответвители и мосты

Основные параметры направленных ответвителей и их связь с матрицей рассеяния. Направленный ответвитель (НО) является восьмиполюсным устройством, осуществляющим направленное ответвление энергии. В устройстве различают первичную (основную) и вторичную (вспомогательную) линии. При возбуждении одного из плеч первичной линии часть мощности передается в другое плечо этой линии, а часть - в одно из плеч вторичной линии. При этом во второе плечо вторичной линии мощность не передается и оно оказывается развязанным относительно возбуждаемого плеча первичной линии. Направление передачи мощности во вторичную линию зависит от направления прохождения сигнала в первичной. Разделение линий на первичную и вторичную условно и используется для упрощения описания процессов, происходящих в НО.

Гибридным соединением (трехдецибельным НО) называют НО, осуществляющий равное деление мощности между связанными плечами. Гибридное соединение, напряжения в выходных плечах которого имеют постоянный фазовый сдвиг в полосе частот, называют мостовым устройством (мостом).

Разновидности НО показаны на рис. 3.1. В идеальном случае НО представляет собой чисто реактивный (не имеющий потерь)

взаимный восьмиполюсник, который может быть описан матрицей рассеяния

Sn

21 S31

23 33 43

5и

Характеристики НО могут быть найдены через элементы матрицы рассеяния. Основными характеристиками НО являются рабочее затухание в первичной линии, переходное ослабление, направленность, развязка, неравномерность деления мощности, фазовое соотношение напряжений в выходных плечах, полоса пропускания, согласование плеч НО с подводящими линиями. Рассмотрим основные характеристики НО, используя рис. 3.1, с.

Рабочее затухание (дБ) определяется отношением мощностей на входе и выходе первичной линии

т

С,з= 10 Ig (Pi/P3)= 10 Ig (1/15i31

P3 -3

Рис. 3.1. Разновидности направленных ответвителей

Переходное ослабление определяется отношением мощностей на входе первичной линии и на связанном с ним выходе вторичной линии

Ci2= 10 Ig (PJP) = 10 Ig (1/ I 1 %

Развязка зависит от отношения мощностей на входе первичной линии и на развязанном выходе вторичной линии С„ = 10 Ig (Л/Р^) = 10 Ig (1/15,41

Направленность НО

С24= 10 Ig (Р2/Я4)= 10 Ig ( I 5,2 I / I 5,4 I 2).

Неравномерность деления представляет собой разность между переходным ослаблением и затуханием в первичной линии ts,C= Сц-С13.

Коэффициент стоячей волны в i-м плече

/С„ш=(1+15 )/(1-5 ).

Коэффициент деления по напряжению Af=Si3/Si2, коэффициент деления по мощности m = == S131V15,2 р.

Фазовые соотношения НО характеризуют абсолютные значения фаз напряжений в плечах или относительную разность фаз напряжений выходных плеч. Наибольшее распространение полу-

чили квадратурные НО (Аф = 90°) и синфазно-противофазные НО (Дф = 0 или Дф=180°).

В матрице рассеяния идеального НО типа рис. 3.1, а равны нулю элементы S , S22, S33, S44 (условия идеального согласования) и Si4, S41, S23, S32 (условия идеальной развязки). В реальных устройствах, работающих в полосе частот, эти соотношения, естественно, не выполняются. Поэтому развязка имеет конечное значение, т. е. в развязанное плечо поступает некоторая, хотя и весьма незначительная, часть входной мощности.

На рис. 3.2 показано графическое изображение НО на электрических схемах. Верхняя цифра указывает переходное затухание, нижняя - направленность.

Классифицировать НО можно по различным признакам: по виду связи между первичной и вторичной линиями, по степени связи, по типу используемых линий передачи и т. п. В зависимости от переходного ослабления НО подразделяются на сильносвязанные (С'12<10 дБ) и слабосвязанные (С12>10 дБ). По виду связи различают НО со шлейфной связью и с распределенной электромагнитной связью.

Кольцевой направленный ответвитель. К НО со связью шлейфного типа относится кольцевой НО, топология которого показана на рис. 3.3. Кольцо имеет длину 1,5Л. При возбуждении плеча 1 входной сигнал делится на две части и распространяется по двум каналам. Сигналы складываются синфазно (пучность напряжения) в точках Б и

голб JML.

Рис. 3.2. Изображение НО на электрических схемах

Рнс. 3.3. Топология кольцевого НО на МПЛ

Г кольца и противофазно в точке В (узел напряжения). При равенстве амплитуд этих сигналов напряжение в точке В равно нулю и мощность в плечо 4 не передается. Таким образом, поступающий в плечо I сигнал делится между плечами 2 и 3, которые являются смежными по отношению к плечу 1.

Условие идеального согласования в терминах, нормированных относительно Уо волновых проводимостей {yi - YilYo, у2=* =2/0), имеет вид

С учетом условия (3.1) матрицу рассеяния

(3.1)

кольцевого НО

(рис. 3.3) на средней частоте рабочего диапазона запишем в виде

О У1 Уг О

О

У2 о о -У1 о У2 -Ух о .

Очевидно, что arg (S21/S31) =0, arg (S24/S34) =я, т. е. кольцевой НО является синфазно-противофазным. Коэффициент деления мощности m = IS3112/1 Ssi = t/a/i/i.

При выполнении условия (3.1) волновые проводимости линий равны у^=У\1{\-\-т), у^=Ут1(\-т)шк после денорми-ровки

У, = У,УЖ\-\-т), Y=Y,Vml(\ + m).

Для гибридного кольца т=\, У1=У2=Уо/У2.

Относительная полоса частот кольцевого НО длиной ЗЛ/2 обычно не превышает 20%. Ограничение полосы частот определяется главным образом частотными свойствами отрезка линии передачи длиной ЗЛ/4. На рис. 3.4 в качестве примера приведе-

Рис. 3.4. Конструкция кольцевого НО:

/ - переход; 2 - корпус; 3 - МПЛ

Рис. 3.5. Кольцевой НО с опрокидыванием фазы

на конструкция кольцевого НО. Для уменьшения габаритов устройства отрезки линий передачи свернуты в меандр.

Существенно более широкий диапазон рабочих частот (порядка октавы) имеют кольцевые НО длиной Л, называемые ответвителями с опрокидыванием фазы. Общий принцип их построения состоит в том, что линия длиной ЗЛ/4 заменяется

четвертьволновой линией и фиксированным фазовращателем, имеющим фазовый сдвиг ±я. На рис. 3.5 показан кольцевой НО, в котором применен фильтр на связанных четвертьволновых линиях передачи, осуществляющий опрокидывание фазы. Известны также конструкции, в которых аналогичная секция выполняется как комбинация симметричной и несимметричной МПЛ, либо симметричной МПЛ и щелевой линии.

Шлейфный направленный ответвитель представляет собой два отрезка линии передачи, соединенных между собой двумя или большим числом шлейфов, длина которых равна четверти длины волны в линии (рис. 3.6). Шлейфы включаются в линию

zzzzzz34

Рис. 3.6. Электрическая схема (а) и топология (б) двухшлейфно-

также на расстоянии Л/4. При возрастании числа шлейфов расширяется полоса рабочих частот, однако при числе шлейфов более трех волновые сопротивления крайних шлейфов становятся очень большими. Это создает существенные трудности при выполнении таких НО методами интегральной технологии, поэтому в практических устройствах число шлейфов не превышает трех.

Условие идеального согласования двухшлейфного НО на средней частоте рабочего диапазона: у^=у^- 1, где yi и У2 - нормированные волновые проводимости отрезков линии передачи. При идеальном согласовании матрица рассееяния двухшлейфного НО имеет вид

Li/i

О

о

Уг О О

о о

Через элементы матрицы рассеяния легко определяется рабочее затухание в первичной линии Ci3=101gi/2 и переходное ослабление Cri=l0lg{y2W).

Коэффициент деления мощности m = \S3i\f\S4i\=lfyi=

= l/(t/2-1), откуда yi-Vl/in, У2=У{т-\- 1)/т, что в системе ненормированных проводимостей имеет вид

К,=ГоКТМ, Г2=ГоК(т+1)/т.

Двухшлейфный НО является квадратурным, поскольку arg (S31/S41) =л/2. Свойствами моста описанный НО обладает

при т-\, т. е. при Y], = Yq, У2=У2Уо.

В нижней части диапазона СВЧ, где геометрическая длина отрезков линии передачи велика, для уменьшения размеров НО четвертьволновые линии выполняются в виде меандра (рис. 3.7, а). В коротковолновой части диапазона СВЧ возникает про-

Рис. 3.7. Варианты топологии двухшлейфиого НО

блема ослабления влияния неоднородностей в местах сочленения линий. Здесь применяется топологическое решение шлейфного НО в виде кольца длиной Л (рис. 3.7, б).

Ответвители на связанных линиях. НО с распределенной электромагнитной связью составляют обширный класс ответвителей. Они более известны под названием ответвители на связанных линиях передачи. Различают НО с боковой и лицевой связью (рис. 3.8). Длина области связи I (рис. 3.8) составляет нечетное число четвертей длины волн в линии на средней частоте рабочего диапазона. Обычно длина области связи выбирается равной Л/4.

Распространяющаяся в первичной линии волна частично ответвляется во вторичную линию, где она распространяется в противоположном направлении. Таким образом, НО на связанных линиях является противонаправленным (см. рис. 3.1, с).

Поперечные сечения /-/ (рис. 3.8) связанных линий с боковой связью показаны на рис. 3.9, а, б, с лицевой связью - на рис. 3.9, в, г, причем на рис. 3.9, а, в связанные линии являются симметричными, а на рис. 3.9, б, г - несимметричными. В струк-

Рис. 3.8. НО иа связанных линиях с боковой (а) и лицевой

(о) связью

W d

туре, показанной на рис. 3.9, в, каждый из полосковых проводников расположен несимметрично относительно внешних заземленных пластин. Это способствует возникновению паразитных волн. Устранить этот крайне нежелательный эффект можно, полностью экранируя НО или вводя в зазор связи s дополнительный уравновешивающий проводник (рис. 3.9, д).

Другие возможные варианты поперечного сечения показаны на рис. 3.9, е, ж. В структуре, показанной на рис. 3.9, з, линии передачи связаны через щель, ширина которой d определяет степень связи.

Матрица рассеяния НО на связанных линиях при идеальном согласовании (ZoeZoo=l) имеет вид

-О А В

А В

О

о о в

о о

А

О

В А О

где

1 fe sin е

y\ - k2 cose +j sin e

/1 -*2

/1 - *2 cos e + j Sin e

;fe=(Zoe-Zoo)/(Zoe+Zoo)-коэффициент связи линий; в -электрическая длина связанных линий; Zoe, Zoo - нормированные волновые сопротивления при четном и нечетном возбуждении.

Переходное ослабление НО на связанных линиях Ci2= = 10Ig (fe-2)[H-(l-fe2) ctg2в], рабочее затухание Ci3=101gX Х(1-fe2)-i(l-fe2cos2e).

Фазовый сдвиг сигналов между плечами 3 и 2 arg(Si3/Si2) = = arg (В/А) = Jc/2, следовательно, НО является квадратурным.

Существенным недостатком НО на связанных несимметричных линиях является различие постоянных распространения четных и нечетных волн. На рис. 3.10, с показана структура по-

Рис. 3.10. Структура электромагиитиого поля четной (а) и нечетной (б) волн в НО с боковой связью

ля четной волны, на рис. 3.10, б -нечетной. Известно, что четная волна распространяется главным образом в толще подложки, а нечетная волна в значительной степени вытесняется в воздух. Таким образом, эффективные диэлектрические проницае-

мости для четной и нечетной волн различаются, а следовательно, различаются скорости распространения этих волн и фазовые сдвиги, приобретенные на длине связи. При повышении коэффициента связи возрастает различие постоянных распространения, направление распространения энергии в первичной и вторичной линиях совпадает, искажаются фазовые соотношения сигналов и ухудшаются характеристики НО. Направленность НО на связанных линиях падает с увеличением степени связи.

Фазовые скорости четной и нечетной волн можно выровнять, принимая специальные меры. В НО, поперечное сечение которого показано на рис. 3.11, с, связанные линии покрываются сверху дополнительным слоем диэлектрика. В этом случае большая часть энергии нечетной волны распространяется в диэлектрике

Рис. 3.11. НО с дополнительным слоем диэлектрика для выравнивания фазовых скоростей четной и нечетной волн

покрытия и подложки. Использование дополнительного проводника со свободным потенциалом позволяет достичь еще большего выравнивания фазовых скоростей (рис. 3.11, б). Длина этого проводника равна длине области связи НО. Для выравнивания эффективных диэлектрических проницаемостей для четной и нечетной волн используются также подложки с неоднородным заполнением (рис. 3.11, в). При e2<ei дополнительный слой диэлектрика снижает еэфф четной волны по сравнению с Бэфф для нечетной.

Выравнивание фазовых скоростей в НО (рис. 3.12, а, б) осуществляют, включая конденсаторы в середину или по краям области связи.

Интересным техническим решением проблемы выравнивания фазовых сдвигов волн двух типов является применение периодического профиля области связи - пилообразного или ступенчатого (рис. 3.12, в, г). В такой структуре увеличивается длина пути нечетной волны по сравнению с четной, поскольку токи нечетной волны вытесняются к внутренним краям проводников в области связи, а токи четной волны - к внешним. Этим и обеспечивается выравнивание фазовых сдвигов.

Направленные ответвители с сильной связью реализуются достаточно просто на основе связанных линий с лицевой связью. Связанные линии с боковой связью, напротив, позволяют созда-

3-262 65