При разработке устройств СВЧ различного назначения широкое применение находят делители и сумматоры мощности. Целители мощности распределяют мощность, поступающую на вход, между несколькими выходными каналами. Сумматоры обеспечивают сложение мощностей, поступающих на несколько входных каналов, в общей нагрузке. Делители и сумматоры мощ-

ности являются, как правило, взаимными устройствами, т. е. могут выполнять и деление, и суммирование мощности. В зависимости от назначения делители мощности осуществляют равное или неравное деление на два или большее число каналов.

К делителям и сумматорам мощности могут предъявляться самые разнообразные требования, которые определяются их применением. Делители мощности фазированных антенных решеток должны обеспечивать в выходных плечах заданное амплитудно-фазовое распределение, которое формирует требуемую диаграмму направленности решетки. При построении широкополосных транзисторных усилителей мощности применяются квадратурные делители и сумматоры, выполняющие наряду с функциями деления (суммирования) функции согласования отдельных каскадов усилителя с генератором и друг с другом. Сумматоры мощности нескольких генераторов должны иметь возможность синхронизировать генераторы таким образом, чтобы обеспечить синфазное сложение их мощностей в нагрузке. Делители и сумматоры мощности должны иметь приемлемое согласование в полосе частот и необходимую развязку между каналами. Существенными являются также массогабаритные параметры этих устройств, показатели надежности, стоимости и др.

Делители могут быть выполнены на основе последовательных или параллельных схем. Выбор того или иного схемного решения производится исходя из технических требований к устройству, с учетом технологических возможностей их реализации.

Делитель мощности последовательного типа является одним из наиболее простых делителей на гладких переходах (рис. 3.16). Условие согласования такого делителя У^-Уг-ц-ЬУ.+г, где У,- - волновые проводимости соответствующих линий. Распределение мощности зависит от соотношения волновых проводимостей выходных линий передачи. В частности, равномерному распределению мощности соответствует У2=У4= = Ye=Y8=yio (Уэ = Yio). Для согласования на входе и выходах этого.делителя могут быть включены трансформирующие четвертьволновые секции. Недостатком делителя на основе гладких переходов является низкое переходное затухание между каналами.

Простейшей схемой параллельного типа является сумматор мощности, выполненный в виде многолучевой звезды. На рис. 3.17 показана схема сумматора, входные и выходные плечи которого имеют равные волновые сопротивления Zq. Согласование осуществляется с помощью четвертьволнового отрезка линии пе-

Рис. 3.16. Топология делителя мощности на основе гладких переходов

редачи, волновое сопротивление которой Zi=Zo/yN, где N число входных плеч. Развязка генераторов (дБ) определяется числом входных плеч:

C=\0\g[a-N-bK2N-l)\. (3.4)

Во многих случаях развязка (3.4) оказывается недостаточной поэтому к входным плечам сумматора подключаются вентили (рис 3.18). Это приводит к возрастанию габаритов и массы

Выход

Рис. 3.17. Электрическая схема сумматора мощности в виде многолучевой звезды

Рис. 3.18. Схема сумматора с вентилями

устройства, но в то же время вентили защищают генераторы от воздействия отраженных волн при возможных изменениях нагрузки на выходе.

Кольцевые делители мощности (рис. 3.19). Согласование входа и выходов в этих устройствах достигается подбором волновых сопротивлений четвертьволновых отрезков МПЛ, кото£ые в случае равного деления мощности имеют значение Zi=y2Zo.

При возбуждении делителя со входа 3 вследствие его электрической симметрии точки В к С оказываются эквипотенци-

Рис. 3.19. Электрическая схема (а) и топология (б) одноступенчатого кольцевого делителя мощности

альными. Ток через балластный резистор /?б не протекает, и мощность в нем не выделяется. Вся мощность генератора делится пополам и передается в нагрузки, подключенные к выходным плечам / и 2. При возбуждении делителя с,о стороны

одного из выходных плеч, например с выхода /, сигнал в точку С приходит по двум путям: через четвертьволновые отрезки (путь В-А-С) и через резистор /?б (путь В-С). Разность фаз сигналов, прошедших пути В-А~С и В-С, равна 180°. Сопротивление балластного резистора Rq = 2Zq обеспечивает равенство амплитуд указанных противофазных сигналов. Таким образом, напряжение в точке С равно нулю, а мощность сигнала, поступающего на выход /, частично гасится в балластном резисторе, частично поступает во входное плечо 3. На средней частоте рабочего диапазона кольцевой делитель мощности имеет идеальное согласование и бесконечную развязку выходных плеч. Если плечи / и 2 возбуждаются одновременно противофазными сигналами равной амплитуды, то в точке А эти сигналы складываются в противофазе и во входное плечо мощность не передается. Вся мощность гасится в балластном сопротивлении. При возбуждении выходных плеч синфазными сигналами мощность передается на вход. Кольцевой делитель мощности является своеобразным фильтром противофазных сигналов.

Развязка выходных плеч кольцевого делителя с равным делением мощности составляет 20 дБ в полосе частот с коэффициентом перекрытия диапазона 1,44 при /Сети не более 1,2. Вносимое затухание при этом изменяется от 3,01 до 3,08 дБ. В реальных устройствах (из-за влияния технологических отклонений, неоднородностей и рассогласования) развязка выходных плеч обычно не превышает 30 дБ.

В ряде случаев широкополосность кольцевых делителей оказывается недостаточной. Более широкий диапазон рабочих час-

Рнс. 3.20. Электрическая схема двухступенчатого делителя мощности

Рис. 3.21. Характеристики одноступенчатого (штриховые линии) и двухступенчатого (сплощиые линии) делителей мощности:

1 развязка (Си) между выходными ка-

0,15 о,г о,гз о.з т

0,15 0.2 0.25 0,3 1/Л

налами; 2 - к^ц иа входе;

сти

тот по сравнению с одноступенчатым имеют многоступенчатые делители (рис. 3.20). Характеристики одно- и двухступенчатого делителей приведены для сравнения на рис. 3.21 в функции 1/А (/ - длина линии, Л - длина волны в линии). В практиче-

ских устройствах число ступеней обычно не превышает четырех. Расчет таких делителей проводится по справочным данным.

Кольцевые делители могут осуществлять неравное деление мощности (рис. 3.22). На входе и выходах делителя включены

четвертьволновые трансформирующие секции с волновыми сопротивлениями Zi, Z2..... Z5. Если

Pi - мощность на выходе /, Рг - мощность на выходе 2, то по заданному отношению выходных мощ-

Вых1

ностей n=P2/Pi можно

Рис. 3.22. Электрическая схема делителя с неравным делением мощности

определить волновые сопротивления и балластный резистор делителя мощности:

Выгод

Z3=Zo(l+/tW; Z4=ZoK ;

ZsZo/K; /?6=Zo(l-f Ha рис. 3.23 показана простейшая схема параллельного Л/-ка-нального сумматора мощности. Волновые сопротивления четвертьволновых согласующих секций определяются исходя из заданных значений суммируемых мощностей. Схема обеспечивает согласование и развязку генераторов на средней . , аА частоте рабочего диапазона. Частотные свойства сумматора по мере увеличения числа каналов ухудшаются. Существенным недостатком подобных сумматоров является трудность их реализации методами интегральной технологии, что обусловлено непланарностью схемы. Преодолеть эту трудность можно, например,

используя конструктивное решение, при котором многолучевая звезда из линий передачи и звезда сопротивлений располагаются в двух разных плоскостях.

Наиболее полно требованиям интегральной технологии удовлетворяют планарные многоканальные сумматоры, содержащие незамкнутые цепочки балластных резисторов. Применение многоступенчатых структур такого типа позволяет получать хорошее

ExN-l

Рис. 3.23. Электрическая схема параллельного W-канального сумматора мощности

согласование и необходимую развязку. Трехканальный двухступенчатый сумматор с незамкнутой цепочкой балластных резисторов (рис. 3.24) имеет октавную полосу рабочих частот.

Схемы сложения на направленных ответвителях. Разнообразное применение в схемах деления и суммирования мощности находят мосты и НО. Мосты используются в делителях с равным делением мощности.

На рис. 3.25 представлена схема делителя мощности на основе кольцевого НО. Поступающий на вход / сигнал распределяется между плечами 2, 3 и поступает в нагрузку (Кн2, Кнз)-

Рис. 3.24. Схема трехканального сумматора, содержащего незамкнутые цепочки балластных резисторов

Рис. 3.25. Электрическая схема делителя мощности на основе кольцевого НО

В силу фазовых соотношений в кольцевом НО в плечо 4 мощность не должна поступать. Практически вследствие технологических погрешностей, влияния неоднородностей, возникающих в местах сочленения отрезков линий, неидеальности согласования в плечо 4 поступает незначительная часть мощности генератора, где она гасится в согласованной балластной нагрузке Уб.

Делитель на кольцевом НО может обеспечить неравное деле- w ние мощности между каналами 2 и 3. Полагая заданным коэффициент деления мощности т в нагрузках Ун2 и Унз (т=Р2/Рз), волновые проводимости отрезков линий можно найти из соотношений

Г,=ГоТ/т/(т+1),

Рис. 3.26. Электрическая схема делителя мощности на основе двух-щлейфового НО

где Уо - волновая проводимость подводящих линий; Уг-входная проводимость генератора, причем Уо=5г=1н2=1нз = 1с.

Делитель мощности на основе двухшлейфного НО (рис. 3.26) также может осуществлять деление входной мощности между

каналами в заданной пропорции. Сигнал от генератора поступает в плечо / и делится между плечами 3 и 4, не ответвляясь (теоретически) в плечо 2. По заданному соотношению мощностей m=Ps/Pi можно найти волновые проводимости линий:

где Ко=1г=Кнз=Кн4=Кб.

При построении делителей мощности на основе кольцевого и двухшлейфиого НО обычно ограничиваются делением мощности в пропорции 1:3. При /п>3 возникают технологические трудности при изготовлении линий с малыми волновыми проводимостями (Yi и Уг). Уменьшение ширины линий приводит к увеличению потерь, причем в линиях различной ширины потери различны. Следствием этого является ухудшение согласования и развязки.

Применение НО и мостов в схемах сумматоров мощности имеет свои особенности, определяемые необходимостью синхронизации возбуждающих генераторов. Генераторы, подключенные к развязанным плечам двухшлейфиого НО (рис. 3.27), должны

обеспечивать равные по амплитуде сигналы с фазовым сдвигом 90°. В этом случае их мощности складываются в плече 4. При нарушении фазового или амплитудного соотношения между напря-

Q 4-\-Л-4-ШН жениями Un и Ur-2 часть мощно-

Кг >W сти ответвляется в плечо 3, где

она отражается короткозамкнутый или разомкнутым шлейфом Уз. Отраженный сигнал используется для синхронизации генераторов. Изменяя длину /з коротко-замкнутого шлейфа, можно подобрать оптимальный синхронизирующий сигнал, обеспечивающий максимальный КПД. Таким образом создается необходимая степень связи генераторов и их надежная синхронизация.

В низкочастотной части диапазона СВЧ геометрическая длина отрезков линий передачи, на которых реализуются описанные делители мощности, становится достаточно большой. Это приводит к недопустимому увеличению массы и габаритов устройств. С целью снижения размеров отрезки линий передачи сворачивают в меандр или заменяют делители эквивалентами на элементах с сосредоточенными параметрами. Рабочий диапазон устройств, использующих такие аналоги длинных линий, сужается; однако при относительных полосах пропускания до 10% они могут заменять устройства на элементах с распределенными параметрами.

Рис. 3.27. Схема суммирования мощности двух генераторов на основе двухшлейфиого НО

Многоканальные системы деления и суммирования мощности могут быть выполнены на основе двухканальных устройств деления мощности любого типа (по последовательной или параллельной схеме). В качестве примера на рис. 3.28 показаны схемы последовательного и параллельного делителей мощности на свя-

Выходы а)

1-CZb.jr-Л'

-N-1

. 6 V

Рис. 3.28. Последовательная (а) и параллельная (б) схемы многоканальных делителей мощности на связанных линиях

занных линиях. Использование делителей с коэффициентом деления, отличным от единицы, позволяет реализовать любой заданный закон распределения мощности в выходных плечах системы с произвольным числом плеч.

§ 3.3. Устройства управления фазой и амплитудой сигнала

Управление фазой сигнала в тракте СВЧ производится с помощью двух- или четырехполюсных устройств с переменными параметрами, изменяющимися под воздействием электрического или магнитного поля. Такие устройства называют фазовращателями (ФВ) и широко применяют в фазированных антенных решетках, радиопередающих и радиоприемных устройствах СВЧ, аппаратуре для физических исследований и контрольно-измерительной аппаратуре различного назначения.

В настоящее время значительное распространение получили ФВ на полупроводниковых диодных структурах {р-п, р-1-п, n-i-p-i-n). Это обусловлено их малыми массогабаритными показателями, технологической простотой изготовления.

Работа p-i-n-amaa основана на изменении активной составляющей сопротивления /-области при положительном смещении, когда через диод протекает ток. При отсутствии положительного напряжения смещения сопротивление диода составляет единицы килоом. При положительном смещении (обычно Ucm В) сопротивление падает до единиц ом и зависит от тока.

Фазовращатели с полупроводниковыми диодами могут быть как проходными (в этом случае их следует рассматривать как четырехполюсники), так и отражательными (двухполюсники).

Отражательные ФВ обычно объединяются с Y-циркуляторами.

На рис. 3.29 показана принципиальная электрическая схема дискретного проходного ФВ на p-i-n-диодах с использованием 3-дБ направленного ответвителя. Схема представляет собой восьмиполюсник, два плеча которого используются как вход (плечо /) и выход (плечо 2) ФВ, а два плеча {3 и 4) нагружены идентичными отражающими ячейками. Входной сигнал подается в плечо / и делится на два сигнала равной амплитуды, поступающих в плечи 3 и 4. Фазы этих сигналов отличаются на 90°. Поступившие в плечи 3 и 4 сигналы отражаются, причем фазы отраженных сигналов определяются входным сопротивлением отражателей, а следовательно, наличием или отсутствием положительного смещения на р-1-/г-диодах. Отраженные сигналы складываются синфазно в плече 2 и поступают в нагрузку. Согласование по входу такого ФВ в полосе частот определяется

Рнс. 3.29. Схема дискретного проходного ФВ с использованием 3-дБ НО

Выход

Вкод -i-

Kj,! I Шод -1-

главным образом частотными свойствами НО и идентичностью коэффициентов отражения ячеек.

Принцип действия другой разновидности проходного ФВ (рис. 3.30, а) рассмотрим с помощью его эквивалентной схемы (рис. 3.30,6). Схема представляет отрезок длинной линии, обеспечивающий между точками А и

набег фазы ф1= (л-Ьа)/2, где а - требуемый фазовый сдвиг фазовращателя. Можно показать, что если в указанных точках включить одинаковые проводимости Увх=]2Уо1е (а/2), то набег фазы между точками Л и В изменится и будет равен ф2=(л;- -а)/2. В результате получается фазовый сдвиг, равный разности фаз в двух состояниях: Аф=ф1- -ф2 = а.

Подключаемые к линии проводимости Увх реализуются в виде шлейфов (рис. 3.30, а). При одновременном включении диодов каждый шлейф можно рассматривать как короткозамкнутый четвертьволновый отрезок линии с нулевой проводимостью на входе (в точках Л и jB). В этом случае шлейфы не влияют на прохождение сигнала по основной линии. При закрытых диодах

проводимость Увх определяется входной проводимостью короткого участка линии уьл=]Вт, емкостной проводимостью диода ]Вс и волновой проводимостью Yi четвертьволнового шлейфа:

Увх= }l/(jfic-l-jfim) =-iYi/{Bc + Bm). ТзКИМ обрЗЗОМ, СООТНО-

шение между величинами Уь Вс и Вт выбирается из условия обеспечения требуемого фазового сдвига: У1/(Вс + Вт) = = 2Kotg(a/2).

В реальных ФВ наличие малого, но отличного от нуля сопротивления диода г в открытом состоянии и большого, но конечного сопротивления R закрытого диода приводит к потерям мощности, определяемым активными составляющими проводимостей шлейфов. Так, полагая, что проводимость открытого диода С=1/г, для входной проводимости шлейфа легко получить выражение yTKYi/G. При закрытом диоде, имеющем активную проводимость g= 1/Р, входная проводимость шлейфа определяется по формуле УеТ= Yiy[g+]iBc-hBm)]-gYiy{Bc + Brry-]YiViBc+

+ Вт).

Рис. 3.30. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) электрические схемы ФВ с оптимизацией по потерям

Для оптимизации ФВ по потерям, т. е. для выполнения условия равенства потерь в обоих его состояниях, необходимо обеспечить равенство активных составляющих входных проводимостей шлейфа YilG=gYil{Bc+BmY, откуда легко найти выражение для определения Вт и Yi:

ВтУЩ-Вс, r,=l/2KoT/Gitg(a/2).

В оптимизированном ФВ потери (дБ) определяются по формуле 1фв = 101gIl + (4 K) tg (а/2)], где /С=/?/г-параметр, называемый качеством р-/-п-диода (в реальных диодах /С= = 100... 2000; для идеального диода К~оо). Из последней формулы видно, что потери возрастают с увеличением а, а при а-я /,фв->-< . Следовательно, в рассмотренной схеме можно реализовать фазовый сдвиг, не превышающий л. На практике такие фазовращатели используются для получения небольших фазовых сдвигов (до я/4).

Каскадное включение фазовращателей, дающих фазовые

сдвиги а; а/2; а/4; а/8.....образует многоразрядный ФВ на 2 +

дискретных значений фазы. Он обеспечивает в заданных пределах 2а любой фазовый сдвиг с требуемой степенью точности, определяемой значением п.

Управление амплитудой сигнала в тракте СВЧ производят с помощью выключателей (импульсных модуляторов), переключателей (коммутаторов), аттенюаторов, модуляторов, ограничителей. Все эти устройства нередко имеют одинаковые схемные решения и отличаются друг от друга управляющим элементом, характеристиками управляющего воздействия и т. п. Эти отличия соответствуют специфическим требованиям к устройствам каждого конкретного типа. Так, управляемые аттенюаторы можно использовать в качестве амплитудных модуляторов в широкой полосе частот.

Одной из основных характеристик устройств управления амплитудой является вносимое затухание L== 10 lg(PBx/PBbix), где Рвх - мощность, поступающая на вход; Рвых - мощность на выходе.

Коммутационные устройства должны пропускать сигнал в состоянии включено со входа на один или несколько выходов с минимальным вносимым затуханием и обеспечивать максимальное затухание между входом и выходом (выходами) в состоянии выключено .

На рис. 3.31 показана схема трехкаскадного переключателя на р--л-диодах. Последовательное включение трех каскадов через полуволновые отрезки линии передачи позволяет увеличить затухание в состоянии выключено . Цепи питания выполнены на основе четвертьволновых шлейфов и иидуктивиостей.

В состоянии включено диоды имеют большое сопротивление и мощность передается на выход с минимальными потерями.

В состоянии выключено сопротивление диодов много меньше волнового сопротивления линии передачи. Это создает в сечениях включения диодов режим, близкий к короткому замыканию. Поступившая на вход выключателя мощность отража- tBxod ется. Подобный выключатель обеспечил в состоянии выключено затухание не менее 90 дБ и потери в состоянии включено не более 1 дБ в полосе частот 1,7... ... 2,3 ГГц.

На рис. 3.32 приведены варианты схем двухканальных переключателей с различным включением диодов в линию: последовательным (а), параллельным (б) и комбинированным (в). Принцип работы схем оче-

Рис. 3.31. Электрическая схема трехкаскадного переключателя на р- -п-диодах

Рис. 3.32. Варианты электрических схем двухканальных переключателей

виден: состояние включено соответствует открытым последовательным диодам и закрытым параллельным, и наоборот.

В двухканальном переключателе в микрополосковом исполнении (рис. 3.33) на расстоянии Л/4 от точки разветвления А включены p-i-n-диоды, осуществляющие коммутацию. Развязка по постоянному току выполнена на основе разомкнутых четвертьволновых отрезков линий передачи, которые в точках подключения напряжений смещения Осм и Ucui создают режим короткого замыкания по сигналу СВЧ.

Рассмотрим упрощенный расчет этого переключателя. Пусть диод VDi открыт, а диод VD2 закрыт. В этом случае мощность, поступающая на вход, передается на выход 2. Входная прово-

димость канала / переключателя в точке разветвления линий передачи Увх1==¥оУ(Yo+G), где Ко -волновая проводимость подводящих линий; G = l/r -проводимость диода в открытом состоянии. При С>Уо, что справедливо для открытого диода, Увх1-0.

Входная проводимость канала 2 в точке А при закрытом диоде VD2 определяется соотношением

г1 rUro + g)

BbixJ

. Л/4

ЖУВ, 1 \п, 11

у вх2 -

Ko + + jec (Го + г)2 + £2с

BcY\

Рис. 3.33. Топология простейшего двухкаиального переключателя

где g, Вс - активная и реактивная составляющие проводимости p-i-n-диода в закрытом состоянии. При g<Ko и Bc<Yo, что имеет место при закрытом диоде, Увх2~Ко-jBc-

Компенсация индуктивного компонента Увхг осуществляется подключением к точке А дополнительного шлейфа, входная проводимость которого равна проводимости Вс диода. Длина шлейфа /шл выбирается из условия

Уш.=]Уоё[1шп) = ]Вс, откуда ctg(-) .

Включение шлейфа обеспечивает режим согласования (Увх2~Ко), и мощность, поступающая на вход переключателя, практически полностью поступает на выход 2 и не поступает на выход /.

Вследствие неидеальности характеристик реальных p-i-n-дио-дов (значения G и g конечные) часть входной мощности ответвляется в закрытый канал. Соотношение между мощностями, прошедшими в закрытый и открытый каналы, можно найти из условия, что при параллельном соединении активных проводимостей мощность делится пропорционально их значениям. Полагая, что Вс достаточно мало, можно получить: Ротк/Рвх 1-Yp/G- -g/Ko, Рзак/Рвх-Ко/С. Если выполняется условие Yo= V Gg, то мощность в открытом канале максимальна, а в закрытом минимальна: РГ вх=1-2/КА:, Рз ак/Рвх=1/А:, гле k=R/r~ качество р-1-/г-диода. При возрастании k доля мощности, поступающей в открытый канал, увеличивается, а доля мощности, поступающей в закрытый канал, уменьшается.

Подобные схемы могут быть использованы для построения многоканальных коммутаторов. При этом к точке А (см. рис. 3.33) подключается несколько идентичных каналов. Четы-

рехканальный переключатель с комбинированным включением p-t-n-диодов в диапазоне частот 100 ...500 МГц имеет затухание в состоянии выключено не менее 50 дБ, в состоянии включено -не более 1 дБ; Kctv по входу менее 1,35. Как показали экспериментальные исследования, увеличение чиЬла каналов приводит к некоторому увеличению потерь в состоянии включено и входного Ксти, но не уменьшает ослабления в состоянии выключено .

Принципиальная электрическая схема трехканального коммутатора показана на рис. 3.34, а. Развязка по постоянному току выполнена с помощью четвертьволновых отрезков линий передачи с волновыми сопротивлениями Zi, Z2 и блокировочных конденсаторов Сбл. Для уменьшения влияния элементов развязки на электрические характеристики коммутатора волновые сопротивления Zi и Z2 выбираются большими, чем волновое сопротивление соединительных линий Zo, равное сопротивлению возбуждающего генератора и сопротивлениям нагрузок.

Пример практической реализации трехканального коммутатора представлен на рис. 3.34, б. Коммутатор выполнен на керамической подложке, на которую методами интегральной технологии наносятся МПЛ. Последовательно включенные диоды 1 припаяны к контактным площадкам 2. Параллельно включенные диоды 3 установлены на припаянные к заземленной плате пьедесталы 4. Применение металлических пьедесталов облегчает установку диодов, высота которых меньше толщины подложки. Элементы соединяют с помощью полосковых проводников 5. Для компенсации влияния паразитных реактивностей диодов длина и ширина проводников выбираются таким образом, чтобы их индуктивности в совокупности с емкостью переходов диодов образовывали фильтр нижних частот, частота среза которого выше верхней частоты рабочего диапазона частот переключателя. Входное сопротивление таких фильтров согласовано с волновым сопротивлением линии передачи Zo. Такой подход к разработке устройств коммутации позволяет расширить диапазон рабочих частот и улучшить согласование. Разделительная емкость 6 соответствует Ср на схеме рис. 3.34, а.

Пример построения многоканального коммутатора на основе полосно-пропускающих фильтров-прототипов на четвертьволновых отрезках линий передачи показан на рис. 3.35. Параметры короткозамкнутых шлейфов выбирают, исходя из условия резонанса на средней частоте рабочего диапазона частот резонатора, состоящего из самого шлейфа и паразитной емкости p-i-n-диода. Цепи питания диодов на рисунке не показаны. При открытых диодах VDi и VD3 их сопротивление мало и в сечениях включения создается режим короткого замыкания. Диоды VD2 и VDt закрыты и сигнал, поступающий на вход 1, передается на выход 2, а сигнал, поступающий на вход 2, передается на выход /. Если открыты диоды VD2 и VDi при закрытых диодах VDi и VDz,

т

11 VDi

=t=Cp

Рис. 3.34. Электрическая схема (a) и конструкция (б) трехка-иального коммутатора

ТО осуществляется передача сигналов по каналам вход / - выход / и вход 2 - выход 2.

На рис. 3.36 приведена схема щироко полосного балансного антенного переключателя на 3-дБ квадратурных мостах. В момент включения передатчика диоды находятся в открытом состоянии. Мощность передатчика, поступающая в плечо 2, делится мостом А поровну между плечами 5 и б. В плечо / мощность не

поступает. Разность фаз колебаний в плечах 5 и 5 квадратурного моста составляет 90°. Открытые диоды создают в сечениях плеч 5 а 6 режим короткого замыкания, и мощность отражается. Отраженные сигналы складываются синфазно в плече / и противофазно в плече 2. Мощность передатчика передается в антенну с малыми потерями. Незначительная часть мощности из-за неидеальности переключающих элементов поступает в плечи 7 и 8. Мост В обеспечивает синфазное сложение в плече 3 и противофазное в плече 4. Просочившаяся мощность передатчика гасится в согласованной балластной нагрузке Rc, благодаря чему развязка передатчика и приемника возрастает приблизительно на 20 дБ.

В режиме приема р-/-/г-диоды находятся в закрытом состоянии. Мощность гигняля ппинимярмо- многоканального

тощносгь сигнала, принимаемо- коммутатора на четвертьволновых

го антенной, делится поровну мо- отрезках линий передачи

к передатчику

Рис. 3.36. Схема балансного антенного переключателя на 3-дБ квадратурных мостах

Рис. 3.37. Схема неотражающего переключателя на основе антенного переключателя

стом А и передается по каналам 5-7 и 6-8 на мост В. Падающие волны синфазно складываются в плече 4 и противофазно в плече 3, и, таким образом, принятый антенной сигнал поступает на вход приемного устройства.

Аналогичные переключатели могут быть выполнены по схеме с последовательным включением диодов. При этом закрытым диодам соответствует режим передачи, открытым - режим приема.

При подключении к плечу 2 балластной нагрузки (рис. 3.37) описанное устройство выполняет функции неотражающего выключателя. Состояние выключено имеет место при открытых диодах. Поступающая на вход мощность поглощается балластной нагрузкой /?б1. В состоянии включено диоды закрыты и сигнал со входа передается на выход.

при плавном изменении управляющего тока р-1-/г-диодов осуществляется плавная регулировка мощности, поступающей на выход. В данном случае устройство, показанное на рис. 3.37, является аналоговым неотражающим аттенюатором. Переменное затухание создается частично за счет поглощения мощности, частично активными сопротивлениями p-i-n-диодов, частично в балластной нагрузке. Типичная зависимость вносимого затухания от управляющего тока показана на рнс. 3.38.

Принципиальная электрическая схема переменного аттенюатора с двумя 3-дБ мостами и фазовращателем приведена на рис. 3.39. Регулировка выходной мощности такого аттенюатора осуществляется путем изменения фазовых соотношений сигналов, поступающих во взаимно развязанные плечи моста В. Деление мощности входного сигнала осуществляется мостом А. Вносимое аттенюатором затухание создается за счет поглощения части

? -оти св.

Рнс. 3.38. Зависимость вносимого затухания от управляющего тока

Рнс. 3.39. Электрическая схема переменного аттенюатора

мощности балластной нагрузкой /?б2- В идеальном случае ослабление определяется выражением L= lOIg [(1-Ьсо5ф)/2], где ф - фазовый сдвиг фазовращателя.

На рис. 3.40 показана зависимость вносимого аттенюатором затухания от фазового сдвига. Как видно из рисунка, существенным достоинством этого аттенюатора является большая разрешающая способность при малых затуханиях. Широкополосность такого аттенюатора определяется широкополосностью составляющих его мостов и фазовращателя.

Схема рис. 3.37 широко применяется в качестве управляемого делителя мощности. При этом балластная нагрузка (Рбг) моста В заменяется полезной нагрузкой. Мощность, поступающая в каждую нагрузку взаимно развязанных плеч моста В, плавно регулируется путем изменения фазового сдвига фазовращателя.

Схема аттенюатора на основе одного 3-дБ моста представлена на рис. 3.41. Вход и выход являются взаимно развязанными плеча.ми. Мощность, поступающая на вход аттенюатора, делится поровну между плечами моста, к которым подключены р-1-/1-дио-ды. Падающая мощность частично поглощается диодами, частич-

но отражается. Отраженные сигналы складываются синфазно на выходе и противофазно на входе. Аттенюатор оказывается согласованным с генератором при любых сопротивлениях диодов. Вносимое аттенюатором затухание зависит от доли входной мощности, рассеиваемой диодами, что, в свою очередь, определяется

Рнс. 3.40. Зависимость вносимого затухания от фазового сдвига

Рис. 3.41. Схема аттенюатора на основе 3-дБ моста

степенью согласования сопротивлений диодов с волновыми сопротивлениями плеч моста. Ослабление сигнала максимально в случае полного согласования этих сопротивлений.

Применение широкополосных мостов в схемах рис. 3.37, 3.39, 3.41 обеспечивает хорошее согласование по входу в широкой полосе частот. Аттенюаторы на основе мостов широко применяются для разработки модуляторов.

На рис. 3.42, а показана электрическая схема аттенюатора, построенного по лестничной схеме, в котором ослабление вход-

AoJji 11. ЛЯ III m IH BbiMo

-II am 11 Шс tl 1ш II

V-VH}

Выход

.г

1,15

о

15 L,u6

Рис. 3.42. .Пестннчная схема переменного аттенюатора (а) и зависимость Kcw на его входе от вносимого затухания (б)

ного сигнала осуществляется за счет поглощения части входной мощности активными сопротивлениями р-1-/г-диодов. Приемлемое согласование по входу в широком диапазоне изменения вносимого затухания достигается в подобных аттенюаторах включением четвертьволновых отрезков линий передачи между диодами и выбором такого режима по постоянному току, при котором со-

противление крайних диодов больше сопротивлений диодов, находящихся в середине. Можно установить определенное соотношение между токами h и h, позволяющее сохранить удовлетворительное согласование при изменении ослабления. Зависимость /Сети на входе аттенюатора с тремя р-1-/г-диодами от вносимого затухания приведена на рис. 3.42,6 для I2/Ii = 2,5. Сопротивления резисторов в цепи управления должны быть не менее десятков-сотен килоом. Описанный способ согласования является

Вход -\\-

шп жгя ш ж^?

-Выход

/\Вымд

Рис 3 43 Схема поглошаюшего аттенюатора лестничного типа с определенным законом изменения сопротивлении p-i-n-

ОСНОВОЙ для разработки многодиодных согласованных аттенюаторов.

Хорошее согласование при большом динамическом диапазоне изменения затухания в широкой полосе частот имеют также поглощающие аттенюаторы лестничного типа, в которых сопротивление p-J-п-диодов уменьшается от входа к выходу (рис. 3.43). В диапазоне частот, превышающем две октавы, подобный аттенюатор имеет линейно зависящее от управляющего тока ослабление, изменяющееся от 2 до 80 дБ при Kctv по входу менее 1,3. Принцип действия аттенюаторов на рис. 3.43 и 3.42, а аналогичен.

Ограничители мощности СВЧ бывают двух типов. В ограничителях одного типа (рис. 3.44, а) в тракт через ответвитель включается детекторная секция. Усиленный сигнал, снимаемый с детектора, подается в качестве управляющего воздействия на управляе-

-------------- Л^тт.тгто ЛЛППГПППЙ Rf).4-

-у

Рис. 3.44. Схема ограничителя мощности с детектором (а) и зависимость его выходной мощности от входной (б)

мый аттенюатор. При мощности сигнала больше пороговой возрастает вносимое аттенюатором затухание. В результате мощность на выходе устройства остается постоянной. Типичная зависимость выходной мощности от входной мощности такого ограничителя приведена на рис. 3.44, 6. Неравномерность АЧХ

Рис. 3.45. Характеристика ограничителя при различных напряжениях смешения иа диоде

обычно не превышает 1 дБ на октаву и зависит в основном от широкополосности моста и детектора.

Другой тип ограничителей основан на инжекции заряда в 1-слой р-/-л-диода при возрастании на нем напряжения СВЧ. Это приводит к падению сопротивления диода, который шунтирует линию передачи, и часть падающей мощности отражается от диода ко входу. При малых мощностях сигнала СВЧ диод имеет высокое сопротивление и мощность на выходе ограничителя возрастает пропорционально входной мощности. После превышения некоторого порогового уровня вносимое ограничителем затухание возрастает по мере роста падающей мощности. Таким образом, в диапазоне изменения входной мощности 20... 30 дБ мощность на выходе остается практически постоянной (неравномерность около 0,5 дБ). При дальнейшем увеличении амплитуды входного сигнала начинают сказываться паразитные реактивности диода и мощность на выходе ограничителя возрастает.

Основными схемами таких ограничителей мощности диапазона СВЧ являются балансная (рис. 3.37) и лестничная, подобная схеме рис. 3.42,Применение каскадного параллельного включения нескольких ограничительных диодов позволяет расширить динамический диапазон стабилизации выходной мощности. Например, два каскада обеспечивают диапазон примерно 66 дБ.

Пороговое напряжение ограничения зависит от геометрических параметров p-i-n-структуры, характеристик составляющих ее слоев, напряжения смещения диода (рис. 3.45). В ограничительных диодах для снижения порогового напряжения t-й слой заменяется р- или п-слоем со слабым уровнем легирования.

Ограничители получили широкое распространение в антенных переключателях, устройствах защиты приемников и в радиоизмерительной аппаратуре.

§ 3.4. Фильтры СВЧ

Фильтры СВЧ применяются для частотной селекции сигналов, согласования комплексных нагрузок, в цепях задержки и в качестве замедляющих систем.

Фильтры являются обычно пассивными взаимными устройствами и характеризуются частотной зависимостью вносимого в тракт затухания. Полоса частот с малым затуханием называется полосой пропускания, а полоса частот с большим затуханием -